一种多路输出军用车载电源的设计.docx

一种多路输出军用车我电源的设计种多路输出军用车致电魂的设计1引言木文提到的多路输出军用车载电源是一种输入输出均为低压大虫速的双路DGDC开关电源。输入电压9-15V.输出电压2路：路24Y：路5V。24V输出又同时供给三路负载：输入电压乂直接供给两路负载，如图1所示。图1电路框图若虑到输出独立保护的要求,本电源采用了两路独立的电路结构,24V输出功率较大采用F更ward,5V输出功率较小采用F1.yback.下面就电路中些特殊的设计做些介绍。散热器设计散热方式是电源E通设计中首先需要考虑的部分，因为，它关系若电路设计中元器件的选取,PCB的设计等一系列问题。通常的电源产品都采用风扇冷却，这样可以达到比较好的散热效果。本文提到的军用车载电源，由于长期工作在震动和冲击的环境下，采用风扇冷却会影响电源系统的可旅性，因此，采用自然冷却的散热结构。整个装置的散热器结构安排如图2所示。功率半导体器件放在PCB板的背面并紧贴底板，直接通过底板散热，底板采用厚铝材料，整个装置安装在大铁板上（装甲车）。装置的两健用带我的畋热片，兼起支掠作用.这样整个散热器的安排不但能达到比较好的散热效果，还可以充分利用PCB板的空间，一定程度上减少了整个装置的体枳。图2散热器结构三重过流保护由于是军用车载电源，对装置的稳定性和可旅性要求非常高，所以，采用了三重过流保护，即微杪级保护、事秒级保护及秒级保护。3.1微秒线保护微秒级保护是指电源出现输出过流或者短路时，在一个开关周期内就能进行保护。因为，通常开关周期都是设计为微秒级，所以，称此保护为微杪级保护。具体的实施方法如图3所示，峰值电流控制位殳连到PWM芯片1.599i的脚ISE,当脚ISE的电压大于IV时,1.5991输出就为低电平,从而关断开关管。此保护在每个开关周期进行判断,因此，反应速度比较快，用以保护瞬间的过流.图33.2充秒级保护电流峰值保护及恒潦保护电路；g秒级保护是指E1.环的恒流保护,它的保护时间般在几十到几百个开关周期，这里就称它为*秒级保护.由于取样电潦峰值保护是单周保护，稔定性不是很好，只能对过渡过程的过流进行有效的保护.因此，针对较长时间的短路或过流，在这里采用P1.环的恒流保护还是很有必要的。图3虚线框内为恒潦保护电路，它利用峰值电流控制中的电流信号作为输入信号，通过一个由D”R,C组成的峰值保持电路和由运放组成的P1.环节得到个误差信号,在变换器的输出电流超过限定值的时候,该误差信号就会控制PWM芯片的占空比，从而使输出电流保持在限定值“由4存在，当输出电流低限流值时，该部分电路对占空比的控制不起作用。3.3杪级保护秒级保护是指电路中的自恢复俣险丝保护（自恢豆保险丝的保护时间在几秒以上），如图1所示。当电路处于上述的恒流保护，如果时间过长会使装置过热，若按照过流保护来做热设计会增加装置的成本。因此,对于长时间（几秒以上）的短路或过流，需要用保险丝进行保护。本装置中采用的是自恢复保险丝，当负载恢过正常时，自恢发保险丝也能恢笑到正常导通状态。采用自恢狂保险丝的另外一个原因是装置要求的每路负我独立保护，当一路过流保护时，该路的自恢史保险丝断开，其他儿路还能正常工作。5，那一路没加自恢匆保险丝是考虑到它本身就只有一路负载，可以通过微秒级和考秒级实现保护，另外由于5V输出电压比较小，加上自恢更保险丝会影响其输出调整率。4RCD/RC双重吸收反激变换器由于变压器漏感的存在，当开关管关断时，开关管的D-S两端会产生比较高的电压尖峰。这个电压尖峰增大了开关管的电压应力，同时又会产生电磁干扰，因此，必须采用吸收出路加以抑制。RQ）吸收电路由于简洁且易实现，在小功率场合是比较常用的。RCD吸收反激变换器如图4所示。从图6中可以看到,加RCD吸收电路以后，开关管D-S两端的电压尖峰大大地减少了，但是,同时也产生了新的更高频率的振荡，窕其原因是变压淞原边湖感与二M的结史姿谐振引起的.从电破招考虑该振荡必须加以抑制“改变&C,D的参数对新的振荡的影晌并不大，因此，需耍附加其它电路来抑制，在开关管D-S两端加上RC吸收电路在实验中取得了比较理想的效果。图5即为RCD/RC双建吸收电路，图7所示的是RCD吸收反激变换器和RCD/RC双重吸收反激变换器开关管几的实验波形。图4RCD吸收电路5RCDRC双重吸收电路RCDsnubberWithoutsnubber图6加RCD吸收电路前后心的实验波形(a) RCDsnubber(b)RCD/RCsnubber图7加RCD吸收电路及RCD/RC双重吸收电路后几的实验波形5谐振RCD且位正激变换器有很多种豆位方式：谐振复位：第三绕组复位；RCD宾位：有源钳位等。这里介绍一种低成本折史的方案：谐振RCD星位。如图8（八）所示，谐振红位正激变换器是在主开关S上并联了一只电容C',通过电容。和变压器激磁电感乙谐振产生一个正弦波对变压器且位。图8(b)是谐振曳位正激变换器的主要工作波形，其中/是变压器上的电Jk九是变压器的激磁电流。这些波形考虑到变压器漏感的存在,并I1.是在重数下的波形。若不考虑漏感或是负载电流为零的情况下，谐振第位电压应该是个正弦波.开关管关断瞬间，变依罂上有个电压尖峰，那是由漏感人中贮存的能量向谐振电容C转移而引起的，即为变压器漏感和电容C的谐振。该谐振周期理远小于激磁电感和电容。的谐振周期。（八）谐振且位正激变换器谐振星位正激变换器工作波形图8谐振且位正激变换电路及工作波形图9（八）所示的是RCD史位正激变换器，即在变压器上并联一个由二极管D,电容C,电阻"组成的环节，在开关S关断时由激感电感和漏感的感应电势使二极管D导通，由电容。上的电压对变压器更位。图9(b)是RCD复位正激变换器的主要工作波形。电容C两端电压在一个开关周期内近似为直流电压，则RCD发位电压是一个方波。同样在开关管关断瞬间，变压器上有一个电压尖峰，是由变压器漏感与开关管结电容谐振引起的。（八）RCD复位正激变换器(b) RCD发位正激变换器工作波形图9RCD复位正激变换器电路及工作波形谐振复位和RCD复位都有其各自的优缺点，而且，两种更位方式的优缺点基本上是互补的。1)根据伏秒平衡原理，K一个周期内平均值要等于零.谐振夏位的兔位电压是正弦波，因此曳位电压的平台相对比较高，叩开关管S的限电压平台比较高，而RCD豆位的红位电压是方波，所以豆位电压的平台相对比较低，也即开关管S的小电压平台比较低。2)谐振发位正激变换器变压器上的电压尖峰(最终反映到你的电压尖峰)是由变压器漏感与电容C谐振造成的，而RCD发位正激变换器变压器上的电压尖峰是由变压沿用感心与开关管S的结电容谐振造成的。由于电容。的容量远远大于开关管S的结电容，谐振复位电压尖峰的谐振周期要远大于RCD且位电压尖峰的谐振周期,因此，在变质冷漏感心上的负我电流能量定的情况下，谐振身位的电用尖峰幅度要比RCD身位的电压尖峰幅度低得多.从另一个角度理解，可以认为谐振强位正激变换涔在开关管D-S间并联的电容C起到了吸收电压尖峰的作用。3)RCD坡位正激变换器的激脑能用和漏感能量全部消耗在电阻2上，而谐振星位正激变换器的激蹂能量和漏感能量基本上没有消耗，见图8(b)。但是由于谐振复位正激变换器在开关导通之前，电容。两端的电压为匕，因此有口。/的能量消耗在开关管开通过程中。4)从图8(b)及图9(b)九波形可以看到，谐振或位正激变换器变压器磁偏比较小，而RCDw位正激变换器变压器磁偏较大。以上分析可以得知，两种更位方式的正激变换器都有各自的优点，但缺点也比较明显，在某些时候设计起来仃较大的瓶颈。这就不难想到将两种对位方式结合起来，来软化它们各自的缺点，同时还能带来新的优点，即谐振RCD笑位正激变换器.图10（八）所示的即为谐振RCD史位正激变换版,可以看到在线路上它就是谐振发位正激变换器和RCD复位正激变换溜的结合.图10(b)是谐振ReD狂位正激变换器的主要工作波形谐振RCD笑位正激变换器在个周期内可以分为5个阶段.（八）谐振RCD曳位正激变换器(b)谐振友位KCD正激变换器工作波形图10谐振KCD复位正激变换器电路及工作波形(1)阶段1FG边二极管及导通，(2)阶段2上时刻主开关S开通，变压涔上承受输入电压，激磁电流线形上升。副。时刻S美断，首先发生的是谐振第位，漏感上的贮存能量向电容C转移,产生个电压尖峰(这是淘感和电容G的谐振)。然后激磁电感和漏感加在起和电容G谐振。闪变乐器上电压为下正上负，所以副边整流二极管心截止,续流二极管h导通(3)阶段3(tts)当发位电乐谐振到超过6上的电压，二极管D就导通，激礴电流流向电容6。成为RCD品位的状态.此时激隘电流线性下降。这也保证f史位电压不会过高，从而使得开关管的电压应力得到控制。当激磁电流下降到零，该状态结束，(4)阶段4(t3-r.)激蹂电潦下降到零之后，二极管D就截止。但是，C上的能fit又会I可做给激磁电感，也就是说，此时是G和激磁电感发生谐振。C上电压下降，激磁电流反向增加。直到C上电压下降到与输入电压相等，也就是变压器上电压F降到零，该状态结束。变压器上电压只要出现一个微小的上正下负的值，副边二极管D“就导通,激磁电流流过D“.但是该电流不足以提供负载电流，所以,续流管h也继续保持导通，提供不足部分的负载电流。同时以和及共同导通也保证了变压器上电压为零，激磁电流保持不变。该状态直保持到开关管S的再次导通.谐振KCD更位正激变换器谐振电容C的取值应该小了谐振更位正激变换器的谐振电容C,这样在谐振复位阶段(阶段2和阶段4)或位电压的上升和下降比较快，所以在同是G时间内完成电位的情况下，谐振RCD复位正激变换耦的平台电压要比谐振更位低，接近RCD复位正激变换器的平台电压。由于C小于。，但比开关管的结电容还是大很多，因此谐振RCD复位正激变换器变压器的电压尖峰比谐振复位的略大，而比RCD复位的小很多。从以上分析得到,谐振RCD复位正激变换器变压器的电压平台及尖峰都较低,因此，开关应力较低>而在激磁能量损耗(有部分的激磁能量回馈)，开关损耗(G<O,变压器磁偏(见各种史位方式的激磁电流波形)方面，谐振RCD复位正激变换器是谐振复位正激变换器和RCD匆位正激变换器的折衷.6饱和电感的应用由于该电源装置是低压大电流输入和输出，所以，二极管上的反向恢夏问题相当严重，尤其是正激变换器的续流二极管心。图U（八）是正激变换器的町上的电压波形，可以看到有很高的电压尖峰这不仅增加了损耗，抬高了所需器件的额定电压值，而且对于电磁兼容也是非常不利的。采用饱和电感和二极管串联，如图11(b)所示，可以大大削弱二极管的反向恢复,同时又不会增加很多损耗。加了饱和电感后，二极管D匕上电压波形如图11(b)所示。可以看到加了饱和电感后，D,2上的电压尖峰从将近160V降到了80V。（八）不加饱和电感加饱和电感图H加饱和电感前后DR2两端的电压波形7结语本文阐述r耍求非常裔的军用车载电源的设计及实验过程中的一些特殊问题的解决措施，也提出r一些新泳的观点。这些观点对以后的开关电源设计有一定的借鉴作用。