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应用高频单片开关芯片设计多组开关稳压电源鲁思慧1、性能优异为便携式设备选择拓宽了新途径多年来，为设计多组开关稳压电源选择性能价格比较高的电源操纵芯片，一直是制造业心想事成的问题，这是由于电源操纵芯片不是引脚多调试繁多，就是引脚少了功能不理想。而ToPSWitehIl单片开关电源是美国Pl（PoWerlntegratiOn）公司较新推出的高频开关电源芯片，它能将开关电源所必需的具有高压N沟道功率MoS场效应管、电压型PWM操纵器、IOOkHZ高频振荡器、高压启动偏置电路、基准电压、用于环路补偿的并联偏置调整器、误差放大器与故障保护功能块等全部集成在起，是属引脚少（仅为3线）功能强向的高频开关电源芯片。它可广泛用于仪器仪表、笔记本电脑、VCD与DVD、电池充电器、功率放大器等领域，用它构成的开关电源具有重量轻、体积小、效率高、稳压范围宽等优点，在电子电气、操纵、计算机等许多领域的电子设备中得到了广泛的使用。为此本文将介绍应用TOP222Y高频单片开关电源操纵芯片为核心的多组开关稳压电源设计方案。2、多组（5组）开关电源设计方案2.1 以TOP222Y高频单片开关电源操纵芯片为核心的电源构成图，见图1所示。TOP222Y为DC/DC变换器，其芯片引脚3、2、1分别与高频变压器输入及初级、输出次级及地、输出反馈等相连接.OTOP222YV4(+13.2V1OOmAfft S)UFVl(+13.2V3m>),.GND(c)V2(-13.2V200mA)-TUF 4002V5(-13.2VlmAP)GND膈离V3(÷24V50mA(c)UF40020.022UF ClUF4002EI222KVflAPACS Q0.022UF图1应用单片开关Tc)P222Y设计的多组开关电源线路图Jt85AC-265AC2.2 电源电路拓扑为单端反激式该电源电路拓扑为单端反激式，反激式则是指当功率开关管MOSFET导通时，就将电能储存在高频变压器的初级线圈上；当MoSFET关断时，向次级输出电能。由于开关频率高达IOOKHz,使得高频变压器能够快速储存、释放能量，经高频整流滤波后即可获得连续输出。2.3 电源单级波波器作用220V交流进线端接入电磁滤波器(EM1),为了减少体枳与降低成本，单片开关电源通常使用简易式单级滤波器。Ll用来滤除共模干扰，CKC2用来滤除串模干扰。电源滤波器的作用：一方面是淀除由电网传来的杂波电压，净化输入电源，另-方面也阻止高频开关电源的振荡电压窜入电网干扰其它电器。2.4 整流与DC/DC变换器市电经整流与电容滤波后，变成308V的直流电压供给TOP222Y器件，TOP222Y构成DC/DC变换器，它将输入的直流高压变成脉宽可调的高频脉冲电压，经高频变压器降压后再进行半波整流与滤波，变成所需要的直流电压输出。2.5 瞬态电压抑制电路堵塞二极管D6与瞬态电压抑制器D5构成汲取电路，汲取功率器件在关断过程中由于变压器漏感产生的尖峰电压，当TOP222Y功率管导通时初极变压器的电压极性为上端为正，下端为负，使D6截止，钳位电路不起作用。在MOSFET截止的瞬间，初极变压器变成下端为正，上端为负，如今D6导通，尖峰电压就被D5汲取掉。2.6 关于高频变压器与反馈稳压电路高频变压器的次级有5个绕组，其中的13.2V300mA绕组V1为主绕组操纵TOP222Y器件的脉宽，即这一组输出电压为PWM稳压，由并联可编程稳压器TL43I与光电耦合器PC817及分压电阻R4、R5完成取样反馈工作。当输出们电压升高时经R4、R5分压后得到取样电压与TL431中的带隙基准电压进行比较,使TL431阴极电位下降，使流过光电二极管工作电流If增大，再通过光耦PC817使操纵端电流IC增大，ToP222Y的输出占空比减小，使们电压下降。达到稳压的目的。电阻R3为Vl输出的最小负载，用于提高轻载时的电压调整率。当输出电压偏低时，R3的作用是给431提供电流偏执通路。为避免刚接通电源时输出电压产生过冲现象，TL431的阴极，阳极之间并联一只软启动电容CI2。其作用分析如下：刚上电时由于C12两端的压降不能突变，使得VKA=O,TL431不工作。随着整流滤波器的输出电压逐步升高，光耦二极管(LED)上的电流就通过R2对C12充电，使C12上的电压不断升高，TL431逐步转入正常工作状态。输出电压在延迟时间内缓慢上升，最终达到13.2V稳固值。2.7 取样与反馍电阻的确定图2为占空比控制电流的关系如何确定R2、R3、R4及R5的值。首先要搞清TOP管的操纵特性。从TOPSWiCth的技术手册可知流入操纵脚C的电流IC与占空比D成反比关系，如图2所示。能够看出IC的电流应在2-6mA之间，PWM会线性变化，因此PC817三极管的电流ICe也应在这个范围变化。而ICe是受二极管电流If操纵的，RI的取值要保证ToP操纵端取得所需要的电流，假设用PC817,其CTR=IeIF=0.8-1.6,从TL437的技术参数知，Vka在2.5V36V变化时，阴极工作电流IKA能够在从ImA至IJlOOmA以内很大范围里变化。当光偶CTR取低限0.8时，此进流过光二极管的最大电流，IFMAX-=608=75mA,TL431阴极电压VkA=Vo-VF-(IFMAX×R2)>2.5V,其中VF为光偶二极管的正向压降。VF典型值为1.2V。VkA=13.2-1.2-7.5×R2>2.5VR2<1.3k(¾R2=250)431要求至少有ImA的工作电流，也就是R2的电流接近于零时，也要保证431有ImA,因此R3v=1.2V/ImA=I.2K(取R3=510Q即可)。R5的取值，R5的值不是任意取的，要考虑两个因素:*431参考输入端的电流，通常此电流为2A左右，为了避免此端电流影响分压比与避免噪音的影响,通常取流过电阻R5的电流为参考段电流的100倍以上，因此此电阻要小于2.5V200A=12.5K.*待机功耗的要求，如有此要求，在满足R5W12.5KQ的情况下尽量取大值。取R5=10KQ°确定了上面几个关系后，那R4电阻的值就好确定了。根据TL431的性能，R4、R5、Vo、Vr有固定的关系：VO=(I+R4R5)Vr(Vr=25V)由此可算出R4=43.k03、开关电源电路要紧参数的设计值此仅对各组输出功率之与、输出直流电压、最大占空比、初级电流有效值及峰值、初级绕组电感值旧及初次极绕组匝数等要紧参数的计算作介绍。3.1 本电源总输出功率为各组输出功率之与:PO=13.2X0.3+13.2X0.2+28X0.05+2×13.2×0.1+12×0.006=10.71W(反馈绕组功率为12X0.006)若电源总的效率为80%,则电源输入的总功率应为:Pi=PO80%=10.71/0.8=13.4W在宽范围输入电压条件下，TOP222Y的最大输出功率为15W,能够满足本电路要求。3.2 根据输入交流电压确定最小直流电压、最大直流电压假定交流输入电压的范围是85V-265V,输入整流桥响应时间为tc=3mS,输入滤波电容C3取22uf,则关于宽范围电压输入，输入电容选取(2-3)Po单位F,即vMINvACMIN廿32*IO.7I*(-MclOj)¾熬«770.ff*22Xl0-4VMAX=0X265=375关于宽范围电压输入，输入电容选取(2-3)P。单位F,按比例系数(23)F/W来选取。当输入电容取33F时(推存值)，VMIN=94伏。3.3 确定最大占空比反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态，根据在稳态下，变压器的磁平衡,能够有下式：（'min-VD卜）乂DMAX=VorX。-DVAX）VorDmax-XIO0%VOR为一次绕组感应电压即反激电压VOR÷Vmin-Vds(ON>若将VOR取IOOVTOP漏源电压UDS=IOV则可算出DMAX=O.6反激电压VOR的选取不是任意的。关于宽范围电IE输入通常取135V,关于多路电源输出通常取IooV。3.4 计算初级电流有效值及峰值单端反激式变换器初级工作方式分为两种：连续模式与继续模式其初级绕组电流波形如图3所示。KRP=1R-1U-1N】P2 I”KRP为电流脉动系数，利用KRP的数值能够定量地描述开关电源的工作模式，0.4<KRP<1.0时处于连续模式，KRP=I时处于断续工作模式.KRP的值较小意味着更为连续的工作模式与相对较大的初级电感量，同时初级电流的峰值及有效值较小，因此可用功率较小的TOPSWiICh芯片。设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为Ipl,当开关管关断时，原边电流上升到IP2。若IPl为0,则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。由能量守恒，得出下式：1/2(Ipl+Ip2)*DMAX*VMIN=Pi为了提高效率，降低功率损耗，减小集肤效应，我们使用连续工作模式：我们令Ip2=2Ip2这样就能够求出变换器的原边峰值电流Ip2：(0.5Ip2+Ip2)×0.6X77=2×13.4Ip2=0.387ATOP222Y极限电流最小值IL1MIN=O.45A,极限电流最大值IL1MAX=O.55A原边峰值电流Ip2务必满足：I"V°91LlMINvO.9×0,45<0.405一次绕组脉动电流IR=ID24Dl-O5Ip20.I94A诙绕组脉动电流旧与次绕组峰值电流，Ip2的比值KRP-0.5【P2次绕组有效值电流IRMS=Jpz!(-Kvd÷1)×D.=387×J(5-0.5÷l)×0.6«0.228V3-rMAZV33.5确定初级绕组电感值一次绕组电感量:JN-vDS>XDMAXXIO6(77-IO)x0.6IO,1R×fsO.I94×1000002072H3.6确定初次极绕组匝数选择E122磁芯作为磁芯选择根据（通常选择最大磁通密度Bm=O,2T-0.3T低于0.2T磁芯未被充分利用，高于0.3所用铁氧体材料可能发生饱与），Bm选择025T（特斯拉）初级匝数:NP=华%：LP=此（O:警产2幻OYBMXAE0.25x0.42次级VI绕组匝数NI=»上g）=3a3.2+07）=Of七"（VOMloo次级V2、V4、V5绕组匝数N2=N4=N5=N1=11匝次级V3绕组匝效N3=N3+U”=竺x.（28+0.7）=2322俄VBIOO反馈绕组匝数j=%E+°7）97mwi4、结束语由于TOP222Y高频单片开关电源操纵芯片引脚少，因此该多组开关电源性能调试方便简单，故障率少可靠性高。至于高频变压器的计算是没有唯一的答案的，在计算过程中需要考虑大量相互关联的设计变量，变量取值不致，其设计的结果就会有一些差异，有的时候理论算出的值与实际会有差异，需通过进一步调整才能满足兴实际要求。多路输出单端反激式开关电源设计引言随着现代科技的高速进展，功率器件的不断更新，PWM技术的进展日趋完善，开关电源正朝者短、小、轻、薄的方向进展。本文介绍了一种基于TOPSwith系列芯片设计的小功率多路输出AC/DC开关电源的原理及设计方法。设计要求本文设计的开关电源将作为智能仪表的电源，最大功率为10W。为了减少PCB的数量与智能仪表的体积，要求电源尺寸尽量小并能将电源部分与仪表主控部分做在同一个PCB上。输出最大功率：IOW输入交流电压：85265V输出直流电压/电流：+5V,500mA；+12V,150mA；+24V,IOOmA纹波电压：120mV单端反激式开关电源的操纵原理TOPSwitch-11系列芯片选型及介绍使用ToPSWiICh-Il系列设计单片开关电源时所需外接元器件少，而且器件对电路板布局与输入总线瞬变的敏感性大大减少，故设计十分方便，性能稳固，性价比更高。电路设计本开关电源的原理图如图1所示。图/开关电源原理图电源主电路为反激式，Cl,LKC2,接在交流电源进线端，用于灌除电网干扰，C5接在高压与地之间，用于涌除高频变压器初、次级后与电容产生的共模干扰，在国际标准中被称之“丫电容"。Cl跟C5都称作安全电容，但Cl专门滤除电网线之间的串模干扰，被称之"X电容"。为承受可能从电网线窜入的电击，可在交流端并联一个标称电压UlmA为275V的压敏电阻VSRu输出环节设计关于其他两路输出，只需在输出端分别加上滤波电容。其中R3、R4分别为输出的假负载，它们能降低各自输出端的空载与轻载电压。反馈环节设计C3为操纵端旁路电容，它能对操纵回路进行补偿并设定自动重后频率。当C3=47F时，自动重启频率为1.2Hz,即每隔0.83s检测一次调节失控故障是否已经被排除，若确认已被排除，就自动重启开关电源恢复正常工作。UOUKjlFICTTDITUOlT最终使Uo不变。其余各路输出未加反馈，输出电压均由高频变乐器的匝数来确定。变压器设计变压器的设计是整个电源设计的关键，它的好坏直接影响电源性能。磁芯及骨架的确定由于本文选用漆包线绕制，而且EE型磁芯的价格低廉，磁损耗低且习惯性强，故选择EE22,其磁芯长度A=22mm.从厂家提供的磁芯产品手册中可查得磁芯有效横截面积SJ=0.41cm2,有效瞰路长度l=396cm,磁芯等效电感AL=24H/匝2,骨架宽度b=8.43mm.确定最大占空比DmaX根据公式：Dnwx100%UCR+JUi(1)计算初级线圈中的电流输入电流的平均值IAVG为Ia.iq-"0.14AUlmn0.8x90初级峰值电流IP为：1L(I-OSKw)Qa其中，KRP为初级纹波电流IR与初级峰值电流IP的比值，当电压为宽范围输入时，可取0.9。将Dmax=64.3%代入得，IP=O.518A°确定初级绕组电感LP!pIaExz-)+'I；K眇Q-不/(4)其中，损耗分配系数Z=0.5,1P=O.518A,KRP=0.4,PO=IOW,代入得：LP1265Ho确定绕组统制方法并计算各绕组的匝数初级绕组的匝数NP能够通过下式计算：其中，磁芯截面积SJ=O.41cm2,磁芯最大磁通密度BM=60,IP=0.518A,LP1265H,代入可得NP=26.6,实取30匝。次级绕组使用堆法式绕法，这也是变乐器生产厂家经常使用的方法，其特点是由5V绕组给12V绕组提供部分匝数，而24V绕组中则包含了5V、I2V的绕组与新增加的匝数。堆登式绕法技术先进，不仅能够节约导线，减小线圈体积，还能够增加绕组之间的互感量，加强耦合程度。以本电源为例，当5V输出满载而12V与24V输出轻载时，由于5V绕组兼作12V、24V绕组的一部分，因此能减小这些绕组的漏感，能够避免因漏感使12V、24V输出电路中的滤波电容被尖峰电压充电到峰值，即产生所谓的峰值充电效应，从而引起输出电压不稳固。这里将5V绕组作为次级的始端.关于多输出高频变压器，各输出绕组的匝数能够取相同的每伏匝数.每伏匝数n能够由下式确定:NSUOl+'fi其单位是匝/VO将NS取5匝，UOI=5V,UFI=O.4V（肖特基整流管导通压降）代入上式得到nO=0.925E/Vo关于24V输出，已知UO2=24V,UF2=0.4V,则该路输出绕组匝数为NS2=0.925匝/Vx（24V十0.4V）=22.57匝，实取22匝。关于12V输出,已知UO3=12V,UF2=0.4V.则该路输出绕组匝数为NS2=0.925匝/Vx（12V+04V）=l1.47匝，实取11匝。关于反馈绕组，已知UF=12V,UF3=O.7V（硅快速恢匆整流二极管导通压降），则该路输出绕组匝数为NS2=O.925匝/Vx（12V+0.4V）=11.47匝，实取11匝。确定初/次级导线的内径首先根据初级层数d、骨架宽度b与安全边距M,利用下式计算有效骨架宽度bE（电位是mm）：bE=d（b-2M）（7）将d=2,b=8.43mm,M=O代入上式可得bE=16.86nn.,利用下式计算初级导线的外径（带绝缘层）DPM：DPM=bE/NP（8）将bE=16.86mm,NP=78匝代人得DPM=O.3Imm,扣除漆皮厚度，裸导线内径DPM=O.26mm。与直径0.26mm接近的公制线规为028mm,比0.26mm略粗完全能够满足要求，而025mm的公制线规稍细，不宜选用.而次级绕组选用与初级相同的导线，根据电流的大小，使用多股并绕的方法绕制。试验数据该开关电源的输人特性数据见表1，在u=85245V的宽范围内变化时，主路输出UOI=5V（负载为65Q）的电压调整率SV=±02%,输出纹波电压最大值约为67mV：辅助输出UO2=24V（负载为250C）,输出纹波电压最大值约为98mV：辅助输出UO3=I2V（负载为IoOQ）,输出纹波电压最大值约为84mV。表1电源输入特性IVV85IOO120150180200220245UoiA-4994.99I5.005.0015015015.0!501U02ZV23942397240124032406240824.112414Us"Il瓦120012.0312.071211121412151218