第3章直流斩波电路新.ppt

3-1,第3章 DC/DC变换电路引言,DC/DC变换电路（DC/DC Converter）将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电。一般指直接将直流电变为另一直流电，不包括直流交流直流。,两类：按输入与输出间是否有电气隔离非隔离DC/DC变换电路（不带隔离变压器)，也称直流斩波电路。隔离DC/DC变换电路（带隔离变压器),3-2,3.1 直流斩波电路,6种基本斩波电路：降压（Buck）斩波电路、升压（Boost）斩波电路、升降压（Buck-Boost）斩波电路、Cuk斩波电路、Sepic斩波电路和Zeta斩波电路。,3-3,3.1.1 斩波电路的基本控制方式,DC-DC变换是采用一个或多个开关（功率开关器件）将一种直流电压变换为另一种直流电压。当输入直流电压大小恒定时，则可控制开关的通断时间来改变输出直流电压的大小。如果开关S导通时间为 ton，关断时间为toff，则在输入电压 E 恒定条件下，控制开关的通、断时间ton、toff的相对长短，便可控制输出平均电压U0的大小，实现了无损耗直流调压。从工作波形来看，相当于是一个将恒定直流进行“斩切”输出的过程，故称斩波器。,3-4,一、时间比控制,通过改变斩波器的通、断时间而连续控制输出电压的大小。即（3-1）式中T=ton+toff=1/f 为斩波周期；f 为斩波频率；为导通比。可以看出，改变导通比 即可改变输出电压平均值U0，而 的变化又是通过对T、ton 控制实现的。时间比控制又有以下几种实现方式：,3-5,（1）脉宽控制,斩波频率固定（即T不变），改变导通时间ton实现 变化、控制输出电压U0 大小，常称定频调宽，或脉宽调制（直流PWM）。,图3-2 脉宽控制方式（a）原理电路；（b）控制波形,3-6,图（a）为一电压比较器，UT为频率固定的锯齿波或三角波电压，Uc为直流电平控制信号，其大小代表期望的斩波器输出电压平均值U0。当Uc UT，比较器输出UPWM=“1”（高）；当Uc UT，UPWM=“0”（低），从而获得斩波器功率开关控制信号UPWM。改变Uc大小，改变斩波器开关导通时间，在UT 固定条件下，斩波器开关频率固定，实现了定频调宽。,3-7,由于斩波器开关频率固定，这种控制方式下为消除开关频率谐波的滤波器设计提供了方便。（2）频率控制 固定斩波器导通时间ton，改变斩波周期 T 来改变导通比 的控制方式。这种方式的实现电路比较简单，但由于斩波频率变化，消除开关谐波的滤波电路较难设计。（3）混合控制 这是一种既改变斩波频率（即周期T）、又改变导通时间ton 的控制方式，其优点是可较大幅地改变输出电压平均值，但也由于斩波频率变化，滤波困难。,3-8,二、瞬时值控制,在恒值（恒压或恒流）控制或波形控制中，常采用瞬时值控制的斩波方式。此时将期望值或波形作为参考值，规定一个控制误差，当斩波器实际输出瞬时值达指令值上限 时，关断斩波器；当斩波器实际输出瞬时值达指令值下限 时，导通斩波器，从而获得围绕参考值 在误差带2 范围内的斩波输出。下图为实现恒流瞬时值控制原理性框图及斩波器输出波形。,3-9,3.1.2 降压斩波电路,电路结构,主要应用于开关稳压电源，直流电机速度控制，以及需要直流降压变换的场合。,降压斩波电路(Buck Chopper),全控型器件 若为晶闸管，须有辅助关断电路。,续流二极管,L-C形式的低通滤波电路,负载电阻,3-10,电感电流iL可能连续或断续，影响变换器的输出特性。分别讨论 1、电流连续时,3-11,输入、输出电压关系为：（3-2）因，故为 降压变换关系。输入、输出电流关系为（3-3）因此电流连续时Buck变换器完全相当于一个“直流”变压器。,3-12,2、电流断续时 电流连续与否的临界状态是VT关断结束时（或导通开始时）电感电流iL=0。,3-13,Buck变换器电流断续运行状态时的波形如图所示。,图3-7 电流断续时波形,3-14,例3-1 在3.1.2所示的降压斩波电路中，已知E=200V，R=10，L值极大，T=50s，ton=20s,计算输出电压平均值Uo，输出电流平均值Io。解：由于L值极大，故负载电流连续，于是输出电压平均值为 输出电流平均值为,3-15,3.1.3 升压斩波电路,升压斩波电路（Boost Chopper）,保持输出电压,储存电能,电路结构,一)升压斩波电路的基本原理,3-16,1、电流连续时,电感电流连续iL 0时，有关波形及VT导通、关断两工作模式下的等效电路。,3-17,Boost变换器的输入、输出电压关系为 因为，故为升压变换关系。变换器的输入、输出电流关系为 因此电流连续时Boost变换器相当一个升压的“直流”变压器。,3-18,2、电流断续时,随着负载的减小，电感电流iL 将减小。当VT关断结束时（或导通开始时）iL=0，则进入电流连续与否的临界状态，其电感电压uL、电感电流iL波形如下。,3-19,例3-2 在3.1.3所示的升压斩波电路中，已知E=50V，L值和C值极大，R=20，采用脉宽调制控制方式，当T=40s，ton=25s时，计算输出电压平均值Uo，输出电流平均值Io。解：输出电压平均值为：,输出电流平均值为：,3-20,3、升压斩波电路典型应用,一是用于直流电动机传动二是用作单相功率因数校正（PFC）电路三是用于其他交直流电源中,t,t,T,E,i,O,O,b),a),i,1,i,2,I,10,I,20,I,10,t,on,t,off,u,o,图3-3 用于直流电动机回馈能量的升压斩波电路及其波形 a）电路图 b）电流连续时 c）电流断续时,用于直流电动机传动再生制动时把电能回馈给直流电源。电动机电枢电流连续和断续两种工作状态。直流电源的电压基本是恒定的，不必并联电容器。动画演示。,3-21,3.1.3 升压斩波电路,数量关系,该式表明，以电动机一侧为基准看，可将直流电源电压看作是被降低到了。,3-22,3.1.4升降压斩波电路和Cuk斩波电路,1）升降压斩波电路(buck-boost Chopper),电路结构,3-23,3-24,输入、输出关系Buck-Boost变换器的输入、输出电压关系为 此式说明，当导通比 0.5，|U0|0.5，|U0|E|，升压，且输出电压与输入电压反极性。同样在忽略变换损耗条件下，根据输入、输出功率相等关系，可导出变换器的输入、输出电流平均值间关系,3-25,3.1.4升降压斩波电路和Cuk斩波电路,2)Cuk斩波电路,V通时，EL1V回路和RL2CV回路有电流。V断时，EL1CVD回路和RL2VD回路有电流。输出电压的极性与电源电压极性相反。电路相当于开关S在A、B两点之间交替切换。,图3-5 Cuk斩波电路及其等效电路a）电路图 b）等效电路,3-26,3.1.3升降压斩波电路和Cuk斩波电路,同理：,数量关系,（3-45）,（3-46）,（3-48）,优点（与升降压斩波电路相比）：输入电源电流和输出负载电流都是连续的，且脉动很 小，有利于对输入、输出进行滤波。,3-27,b)Zeta斩波电路,3.1.4 Sepic斩波电路和Zeta斩波电路,a)Sepic斩波电路,图3-6 Sepic斩波电路和Zeta斩波电路,电路结构,Speic电路原理V通态，EL1V回路和C1VL2回路同时导电，L1和L2贮能。V断态，EL1C1VD负载回路及L2VD负载回路同时导电，此阶段E和L1既向负载供电，同时也向C1充电（C1贮存的能量在V处于通态时向L2转移）。输入输出关系：,（3-49）,3-28,3.1.4 Sepic斩波电路和Zeta斩波电路,Zeta斩波电路原理,V处于通态期间，电源E经开关V向电感L1贮能。V关断后，L1VDC1构成振荡回路，L1的能量转移至C1，能量全部转移至C1上之后，VD关断，C1经L2向负载供电。输入输出关系：,图3-6 Sepic斩波电路和 Zeta斩波电路,（3-50）,相同的输入输出关系。Sepic电路的电源电流和负载电流均连续，Zeta电路的输入、输出电流均是断续的。两种电路输出电压为正极性的。,b)Zeta斩波电路,3-29,3-30,3-31,3.2 复合斩波电路和多相多重斩波电路,3.2.1 电流可逆斩波电路 3.2.2 桥式可逆斩波电路 3.2.3 多相多重斩波电路,3-32,3.2.1 电流可逆斩波电路,概念 复合斩波电路：降压斩波电路和升压斩波电路组合构成。多相多重斩波电路：相同结构的基本斩波电路组合构成 电流可逆斩波电路 斩波电路用于拖动直流电动机时，常要使电动机既可电动运行，又可再生制动，降压斩波电路能使电动机工作于第1象限，升压斩波电路能使电动机工作于第2象限。电流可逆斩波电路：降压斩波电路与升压斩波电路组合，此电路电动机的电枢电流可正可负，但电压只能是一种极性，故其可工作于第1象限和第2象限。,3-33,3.2.1 电流可逆斩波电路,a),图3-7 电流可逆斩波电路及其波形a）电路图 b）波形,电路结构 V1和VD1构成降压斩波电路，电动机为电动运行，工作于第1象限。V2和VD2构成升压斩波电路，电动机作再生制动运行，工作于第2象限。必须防止V1和V2同时导通而导致电源短路。工作过程 两种工作情况：只作降压斩波器运行和只作升压斩波器运行。第3种工作方式：一个周期内交替地作为降压斩波电路和升压斩波电路工作。第3种工作方式下，当一种斩波电路电流断续而为零时，使另一个斩波电路工作，让电流反方向流过，这样电动机电枢回路总有电流流过。一个周期内，电流不断，响应很快。,3-34,3.2.2 桥式可逆斩波电路,图3-8 桥式可逆斩波电路,桥式可逆斩波电路 将两个电流可逆斩波电路组合起来，分别向电动机提供正向和反向电压，使电动机可以4象限运行。工作过程 V4导通时，等效为图5-7a所示的电流可逆斩波电路，提供正电压，可使电动机工作于第1、2象限。V2导通时，V3、VD3和V4、VD4等效为又一组电流可逆斩波电路，向电动机提供负电压，可使电动机工作于第3、4象限。,3-35,3.2.3 多相多重斩波电路,a),b),图3-9 多相多重斩波电路及其波形a）电路图 b）波形,多相多重斩波电路 是在电源和负载之间接入多个结构相同的基本斩波电路而构成的。相数:一个控制周期中电源侧的电流脉波数。重数：负载电流脉波数。3相3重降压斩波电路 电路及波形分析 相当于由3个降压斩波电路单元并联而成。总输出电流为 3 个斩波电路单元输出电流之和，其平均值为单元输出电流平均值的3倍，脉动频率也为3倍。总输出电流最大脉动率（电流脉动幅值与电流平均值之比）与相数的平方成反比，其总的输出电流脉动幅值变得很小，所需平波电抗器总重量大为减轻。,3-36,3.2.3 多相多重斩波电路,当上述电路电源公用而负载为3个独立负载时，则为3相1重斩波电路，当电源为3个独立电源，向一个负载供电时，则为1相3重斩波电路。电源电流的谐波分量比单个斩波电路时显著减小。多相多重斩波电路还具有备用功能，各斩波电路单元可互为备用，万一某一斩波单元发生故障，其余各单元可以继续运行，使得总体的可靠性提高。,3-37,3.3 带隔离的直流直流变流电路,3.3.1 正激电路 3.3.2 反激电路 3.3.3 半桥电路 3.3.4 全桥电路 3.3.5 推挽电路 3.3.6 全波整流和全桥整流 3.3.7 开关电源,3-38,3.3 带隔离的直流直流变流电路引言,带隔离的DC/DC变换电路是指输入与输出之间通过隔离变压器实现电气隔离的DC/DC变换电路。根据电路中功率开关器件的个数，隔离DC/DC变换电路可分为单管、双管和四管3类。单管隔离DC/DC变换电路有正激（Forward）电路和反激（Flyback）电路2种。双管隔离DC/DC变换电路有推挽（Push-Pull）电路和半桥（Half-Bridge）电路2种。四管隔离DC/DC变换电路只有全桥（Full-Bridge）1种。隔离DC/DC变换电路又可分为单端(Single End)和双端(Double End)电路两大类，在单端电路中，变压器中流过的是直流脉动电流，而双端电路中，变压器中的电流为正负对称的交流电流，正激电路和反激电路属于单端电路，半桥、全桥和推挽电路属于双端电路。,3-39,3.3.1 正激电路,图 3-11 正激电路的原理图,图35-12 正激电路的理想化波形,正激电路(Forward)工作过程 开关S开通后，变压器绕组W1两端的电压为上正下负，与其耦合的W2绕组两端的电压也是上正下负，因此VD1处于通态，VD2为断态，电感L的电流逐渐增长。S关断后，电感L通过VD2续流，VD1关断。变压器的励磁电流经N3绕组和VD3流回电源，所以S关断后承受的电压为。,3-40,3.3.1 正激电路,图 3-13 磁心复位过程,变压器的磁心复位 开关S开通后，变压器的激磁电流由零开始，随时间线性的增长，直到S关断，导致变压器的激磁电感饱和。必须设法使激磁电流在S关断后到下一次再开通的时间内降回零，这一过程称为变压器的磁心复位。变压器的磁心复位所需的时间为,输出电压 输出滤波电感电流连续时,输出电感电流不连续时，在负载为零的极限情况下,(3-51),(3-52),3-41,3.3.2 反激电路,图35-14 反激电路原理图,图 3-15 反激电路的理想化波形,反激电路 工作过程 S开通后，VD处于断态，W1绕组的电流线性增长，电感储能增加。S关断后，W1绕组的电流被切断，变压器中的磁场能量通过W2绕组和VD向输出端释放，电压为。工作模式 当S开通时，W2绕组中的电流尚未下降到零，则称工作于电流连续模式，输出输入电压关系为,S开通前，W2绕组中的电流已经下降到零，则称工作于电流断续模式，此时输出电压高于（5-53）的计算值，在负载为零的极限情况下，,所以应该避免负载开路状态。,(3-53),3-42,3.3.3 半桥电路,图3-16 半桥电路原理图,图3-17 半桥电路的理想化波形,半桥电路 工作过程 S1与S2交替导通，使变压器一次侧形成幅值为Ui/2的交流电压，改变开关的占空比，就可以改变二次侧整流电压ud的平均值，也就改变了输出电压Uo。S1导通时，二极管VD1处于通态，S2导通时，二极管VD2处于通态，当两个开关都关断时，变压器绕组N1中的电流为零，VD1和VD2都处于通态，各分担一半的电流。S1或S2导通时电感L的电流逐渐上升，两个开关都关断时，电感L的电流逐渐下降，S1和S2断态时承受的峰值电压均为Ui。,3-43,3.3.3 半桥电路,由于电容的隔直作用，半桥电路对由于两个开关导通时间不对称而造成的变压器一次侧电压的直流分量有自动平衡作用，因此不容易发生变压器的偏磁和直流磁饱和。输出电压 滤波电感L的电流连续时,输出电感电流不连续，输出电压Uo将高于式（5-54）的计算值，并随负载减小而升高，在负载为零的极限情况下,(3-54),3-44,3.3.4 全桥电路,图 3-18 全桥电路原理图,图3-19 全桥电路的理想化波形,全桥电路 工作过程 全桥电路中，互为对角的两个开关同时导通，同一侧半桥上下两开关交替导通，使变压器一次侧形成幅值为Ui的交流电压，改变占空比就可以改变输出电压。当S1与S4开通后，VD1和VD4处于通态，电感L的电流逐渐上升。当S2与S3开通后，VD2和VD3处于通态，电感L的电流也上升。当4个开关都关断时，4个二极管都处于通态，各分担一半的电感电流，电感L的电流逐渐下降，S1和S2断态时承受的峰值电压均为Ui。,3-45,3.3.4 全桥电路,如果S1、S4与S2、S3的导通时间不对称，则交流电压uT中将含有直流分量，会在变压器一次侧产生很大的直流 分量，造成磁路饱和，因此全桥电路应注意避免电压直流分量的产生，也可在一次侧回路串联一个电容，以阻断直流电流。为避免同一侧半桥中上下两开关同时导通，每个开关的占空比不能超过50%，还应留有裕量。输出电压 滤波电感电流连续时,输出电感电流不连续，输出电压Uo将高于式（3-55）的计算值，并随负载减小而升高，在负载为零的极限情况下,(3-55),3-46,3.3.5 推挽电路,图 3-20 推挽电路原理图,图3-21 推挽电路的理想化波形,推挽电路 工作过程 推挽电路中两个开关S1和S2交替导通，在绕组N1和N1两端分别形成相位相反的交流电压。S1导通时，二极管VD1处于通态，电感L的电流逐渐上升，S2导通时，二极管VD2处于通态，电感L电流也逐渐上升。当两个开关都关断时，VD1和VD2都处于通态，各分担一半的电流，S1和S2断态时承受的峰值电压均为2倍Ui。,3-47,3.3.5 推挽电路,如果S1和S2同时导通，就相当于变压器一次侧绕组短路，因此应避免两个开关同时导通，每个开关各自的占空比不能超过50%，还要留有死区。输出电压 当滤波电感L的电流连续时,输出电感电流不连续，输出电压Uo将高于式（5-56）的计算值，并随负载减小而升高，在负载为零的极限情况下,(3-56),3-48,3.3.5 推挽电路,表 3-1 各种不同的间接直流变流电路的比较,3-49,3.3.6 全波整流和全桥整流,图3-22 a)全波整流电路原理图,双端电路中常用的整流电路形式为全波整流电路和全桥整流电路。全波整流电路的特点 优点：电感L的电流回路中只有一个二极管压降，损耗小，而且整流电路中只需要2个二极管，元件数较少。缺点：二极管断态时承受的反压较高，对器件耐压要求较高，而且变压器二次侧绕组有中心抽头，结构较复杂。适用场合：输出电压较低的情况下（100V）。,3-50,3.3.6 全波整流和全桥整流,全桥电路的特点 优点：二极管在断态承受的电压仅为交流电压幅值，变压器的绕组简单。缺点：电感L的电流回路中存在两个二极管压降，损耗较大，而且电路中需要4个二极管，元件数较多。适用场合：高压输出的情况下。同步整流电路 当电路的输出电压非常低时，可以采用同步整流电路，利用低电压MOSFET具有非常小的导通电阻的特性降低整流电路的导通损耗，进一步提高效率。这种电路的缺点是需要对V1和V2的通与断进行控制，增加了控制电路的复杂性。,图3-22 b)全桥整流电路原理图,图3-23 同步整流电路原理图,3-51,3.3.7 开关电源,如果输入端的直流电源是由交流电网整流得来，则构成交直交直电路，采用这种电路的装置通常被称为开关电源。由于开关电源采用了工作频率较高的交流环节，变压器和滤波器都大大减小，因此同等功率条件下其体积和重量都远远小于相控整流电源。工作频率的提高还有利于控制性能的提高。,3-52,本章小结,直流-直流变流电路（DC/DC Converter）包括直接直流变流电路和间接直流变流电路。直接直流变流电路包括6种基本斩波电路、2种复合斩波电路及多相多重斩波电路，其中最基本的是降压斩波电路和升压斩波电路两种。常见的间接直流变换电路可以分为单端和双端电路两大类，单端电路包括正激和反激两类，双端电路包括全桥、半桥和推挽三类，每一类电路都可能有多种不同的拓扑形式或控制方法。,