RF设计中的阻抗匹配及50欧姆的由来(课件).docx

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1、为什么很多射频系统或者部件中，很多时候都是用50欧姆的阻抗（有时候这个值甚至就是PCB板的缺省值），为什么不是60或者是70欧姆呢？这个数值是怎么确定下来的，背后有什么意义？本文为您打开其中的奥秘。我们知道射频的传输需要天线和同轴电缆，射频信号的传输我们总是希望尽可能传输更远的距离，为了传输更远的距离，我们往往希望用很大的功率去发射信号便于覆盖更大的通信范围。可是实际上，同轴电缆本身是有损耗的，和我们平常使用得导线一样，如果传输功率过大，导线会发热甚至熔断。这样，我们就有一种期望，试图寻找一种能够传输大功率，同时损耗又非常小的同轴电缆。A:塑料绝缘层B：屏蔽层（信号回路）C：电介质D：内芯导体

2、（信号传输）大概在1929年，贝尔实验室做了很多实验，最终发现符合这种大功率传输,损耗小的同轴电缆其特征阻抗分别是30欧姆和77欧姆。其中，30欧姆的同轴电缆可以传输的功率是最大的，77欧姆的同轴电缆传输信号的损耗是最小的。30欧姆和77欧姆的算术平均值为53.5欧姆，30欧姆和77欧姆的几何平均值是48欧姆，我们经常所说的50欧姆系统阻抗其实是53.5欧姆和48欧姆的一个工程上的折中考虑，考虑最大功率传输和最小损耗尽可能同时满足。而且通过实践发现，50欧姆的系统阻抗，对于半波长偶极子天线和四分之一波长单极子天线的端口阻抗也是匹配的，引起的反射损耗是最小的。我们常见的系统中，比如电视TV和广播

3、FM接收系统中，其系统阻抗基本上都是75欧姆，正是因为75欧姆射频传输系统中，信号传输的损耗是最小的，TV和广播FM接收系统中，信号的传输损耗是重要的考虑因素。而对于带有发射的电台而言，50欧姆是很常见的，因为最大功率传输是我们考虑的主要因素,同时损耗也比较重要。这就是为什么我们的对讲机系统中，经常看到的都是50欧姆的参数指标。如果说阻抗匹配到50欧姆，从数学上，是可以严格做到的，但是实际应用中的任何元件，线路，导线都存在损耗，而且设计的任何系统部件都存在一定的射频带宽，所以匹配到50欧姆，工程上只要保证所有的带内频点落在50欧姆附近即可。在Smith圆图上来看，就是尽可能趋近于圆图的圆心即可

4、，确保带内的射频传输信号尽可能没有反射损耗，获得最大程度的能量传输。为什么大多数工程师喜欢用50欧姆作为PCB的传输线阻抗（有时候这个值甚至就是PCB板的缺省值），为什么不是60或者是70欧姆呢？SaNMelH1.MHgWQUPpWTgWTgT2mnI52PIar对于宽度确定的走线，3个主要的因素会影响PCB走线的阻抗。首先，是PCB走线近区场的EMl（电磁干扰）和这个走线距参考平面的高度是成一定的比例关系的，高度越低意味着辐射越小。其次，串扰会随走线高度有显著的变化,把高度减少一半，串扰会减少到近四分之一。最后，高度越低阻抗越小，不易受电容性负载影响。所有的三个因素都会让设计者把走线尽量靠近

5、参考平面。阻止你把走线高度降到零的原因是，大多数芯片驱动不了阻抗小于50欧姆的传输线。（这个规则的特例是可以驱动27欧姆的Rambus,以及National的的BT1.系歹J,它可以驱动17欧姆）并不是所有的情况都是用50欧姆最好。例如，8080处理器的很老的NMOS结构，工作在100KHz,没有EMl,串扰和电容性负载的问题，它也不能驱动50欧姆。对于这个处理器来说，高的阻抗意味着低功耗，你要尽可能的用细的，高的这样有高阻抗的线。纯机械的角度也要考虑到。例如,从密度上讲，多层板层间距离很小，70欧姆阻抗所需要的线宽工艺很难做到。这种情况，你应该用50欧姆，它的线宽更加宽，更易于制造。同轴电缆

6、的阻抗又是怎么样的呢？在RF领域，和PCB中考虑的问题不一样，但是RF工业中同轴电缆也有类似的阻抗范围。根据IEC的出版物（1967年），75欧姆是一个常见的同轴电缆（注：空气作为绝缘层）阻抗标准，因为你可以和一些常见的天线配置相匹配。它也定义了一种基于固态聚乙烯的50欧姆电缆，因为对于直径固定的外部屏蔽层和介电常数固定为2.2（固态聚乙烯的介电常数）的时候，50欧姆阻抗趋肤效应损耗最小。网输电段的拈构卬场分布你可以从基本的物理学来证明50欧姆是最好的，电缆的趋肤效应损耗1.（以分贝做单位）和总的趋肤效应电阻R（单位长度）除以特性阻抗ZO成正比。总的趋肤效应电阻R是屏蔽层和中间导体电阻之和。屏

7、蔽层的趋肤效应电阻在高频时，和它的直径d2成反比。同轴电缆内部导体的趋肤效应电阻在高频时，和他的直径dl成反比。总共的串联电阻R,因此和（Id2+ldl）成正比。综合这些因素，给定d2和相应的隔离材料的介电常数ER,你可以用以下公式来减少趋肤效应损耗。lcc（ll）2。在任何关于电磁场和微波的基础书中，你都可以找到ZO是d2,dl和ER（博主注：绝缘层的相对介电常数）的函数。把公式2带入公式1中，分子分母同时乘以d2,整理得到:T尸回I(Iy2/力)60不ln(ddl)公式3分离出常数项（60）*（ld2）,有效的项（l+d2dl）ln（d2dl）确定最小点。仔细查看公式三公式的最小值点仅由d

8、2dl控制，和ER以及固定值d2无关。以d2dl为参数，为1.做图，显示d2d1=3.5911时（注：解一个超越方程），取得最小值。假定固态聚乙烯的介电常数为2.25,d2dl=3.5911得出特性阻抗为51.1欧姆。很久之前，无线电工程师为了方便使用，把这个值近似为50欧姆作为同轴电缆最优值。这证明了在0欧姆附近，1.是最小的。但这并不影响你使用其他阻抗。例如，你做一个75欧姆的电缆，有着同样的屏蔽层直径（注：d2）和绝缘体（注：ER）,趋肤效应损耗会增加12%。不同的绝缘体，用最优d2dl比例产生的最优阻抗会略有不同（注：比如空气绝缘就对应77欧姆左右，工程师取值75欧姆方便使用）。其他补

9、充：上述推导也解释了为什么75欧姆电视电缆切面是藕状空芯结构而50欧姆通信电缆是实芯的。还有一个重要提示，只要经济情况许可，尽量选择大外径电缆（博主注：d2）,除了提高强度外，更主要的原因是，外径越大，内径也越大（最优的径比d2dl）,导体的RF损耗当然就越小。为什么50欧姆成为了射频传输线的阻抗标准？一个最为流传的故事版本，来自于HarmOnBanning的电缆：关于50欧姆的来历可能有很多故事。在微波应用的初期，二次世界大战期间，阻抗的选择完全依赖于使用的需要.对于大功率的处理，30欧姆和44欧姆常被使用。另一方面，最低损耗的空气填充线的阻抗是93欧姆。在那些岁月里，对于很少用的更高频率，

10、没有易弯曲的软电缆，仅仅是填充空气介质的刚性导管。半刚性电缆诞生于50年代早期，真正的微波软电缆出现是大约10年以后了。随着技术的进步,需要给出阻抗标准，以便在经济性和方便性上取得平衡。在美国，50欧姆是一个折中的选择；为联合陆军和海军解决这些问题，一个名为JAN的组织成立了，就是后来的DESC,由MI1.特别发展的。欧洲选择了60欧姆。事实上，在美国最多使用的导管是由现有的标尺竿和水管连接成的,51.5欧姆是十分常见的。看到和用到50欧姆到51.5欧姆的适配器/转换器，感觉很奇怪的。最终50欧姆胜出了，并且特别的导管被制造出来（也可能是装修工人略微改变了他们管子的直径）。不久以后，在象HeW

11、IemPaCkard这样在业界占统治地位的公司的影响下，欧洲人也被迫改变了。75欧姆是远程通讯的标准，由于是介质填充线，在77欧姆获得最低的损耗。93欧姆一直用于短接续，如连接计算机主机和监视器，其低电容的特点，减少了电路的负载，并允许更长的接续；感兴趣的读者可以查阅MITRad1.abSerieS的第9卷，里面有更详细的描述。RF电路设计中的阻抗匹配阻抗匹配是射频（RF）设计和测试的基本要求。阻抗不匹配引起的信号反射会导致严重的问题。当您处理由理想电源，传输线和负载组成的理论电路时，匹配似乎是一项微不足道的常识。射频系统中的阻抗分布假设负载阻抗Z1.是固定的。我们需要做的就是包括一个等于Z1

12、.的源阻抗（ZS）,然后设计传输线，使其特性阻抗（ZO）也等于Z1.。但是，让我们暂时考虑一下在由众多无源元件和集成电路组成的复杂RF（射频）电路中实施此方案的难度。如果工程师不得不根据选择的一个阻抗作为所有其他阻抗的基础来修改每个组件并指定每个微带的尺寸，那么射频（RF）设计的过程将非常笨拙。此外，这还假定该项目已经进入PCB阶段。如果我们想使用离散模块以现成的电缆作为互连来测试和表征系统，该怎么办？在这种情况下，补偿不匹配的阻抗更加不切实际。解决方案很简单：选择可在众多RF（射频）系统中使用的标准化阻抗，并确保相应设计组件和电缆，等都已经选择了该阻抗：业界选择的这种标准阻抗的单位是欧姆，数

13、字是50。50（欧姆）首先要了解的是，对于50阻抗，本质上没有什么特别的。虽然您可能会觉得，如果您花了足够的时间来和RF（射频）工程师一起工作，就会感觉到那并不是一个基本的常数。它甚至不是电气工程的基本常数，例如，请记住，简单地改变同轴电缆的物理尺寸都会改变它的特性阻抗。尽管如此，50。阻抗还是非常重要的，因为大多数RF（射频）系统都围绕该阻抗进行设计。很难确切地确定为什么50C成为标准的RF（射频）阻抗，但是可以合理地假设发现50Q在早期同轴电缆的情况下是一个很好的折衷方案。当然，重要的问题不是这个特定值的来源，而是具有此标准化阻抗的好处。实现完美匹配的设计要简单得多，因为IC,固定衰减器，

14、天线等制造商可以考虑这一阻抗来构建其部件。而且，PCB布局变得更加简单，因为如此多的工程师都有相同的目标，即设计特征阻抗为50的微带和带状线。PCB板材的阻抗分布根据AnalogDevices的该应用笔记（MT-O94.pdf）,您可以按以下方式创建50Q微带：1盎司铜，20mil宽的走线，走线和接地层之间的间隔为IOmiI（假设采用的是FR-4的电介质材料）。在继续进行之前，我们要弄清楚，并不是每个高频系统或组件都针对50设计的。可以选择其他值，实际上75C阻抗仍然很常见；同轴电缆的特性阻抗与其外径（D2）与内径（Dl）之比的自然对数成正比。同轴传输线的特性阻抗分布这意味着内部导体和外部导体

15、之间的更大间隔对应于更高的阻抗。两个导体之间的较大间距也导致较低的电容。因此，75C同轴电缆的电容比50同轴电缆的电容低，这使75电缆更适合于高频数字信号,因为这种信号需要低电容，以避免与逻辑低和逻辑高之间的快速过渡相关的高频内容过度衰减。反射系数考虑到阻抗匹配在RF设计中的重要性，我们不奇怪发现有一个用于表示匹配质量的特定参数。称为反射系数；该符号为（希腊大写字母gamma）。它是反射波的复振幅与入射波的复振幅之比。但是，入射波和反射波之间的关系由源阻抗（ZS）和负载阻抗（Z1.）确定，因此可以根据这些阻抗定义反射系数为：如果在这种情况下“源”是传输线，我们可以将ZS更改为ZO,得到的反射系

16、数如下：在典型的系统中，反射系数的大小为0至也之间的某个数字。让我们看一下数学上最简单的三种情况，以帮助我们了解反射系数与实际电路行为的对应关系：a、如果匹配完美（Z1.=ZO）,则分子为零，因此反射系数为零。这是有道理的，因为完美匹配不会导致反射。b、如果负载阻抗是无限的（即开路，Z1.=无穷大），则反射系数变为无穷大除以无穷大，即为1,而反射系数为1对应于全反射，即所有波能都被反射。这也是有道理的，因为连接到开路的传输线对应于一个完全的不连续性（请参见上一讲的内容）-负载不能吸收任何能量，因此必将被全部反射。c、如果负载阻抗为零（即短路，Z1.=O）,则反射系数的大小变为ZO除以ZOo这样

17、我们又有了IrI=1,这也是有道理的，因为短路也对应于不能吸收任何入射波能量的阻抗完全不连续性。驻波比（VSWR）用于描述阻抗匹配的另一个参数是电压驻波比（VSWR）,定义如下：从所得驻波（VSWR）的角度来看，VSWR接近阻抗匹配。它传达了最高驻波幅度与最低驻波幅度之比。有很多驻波（VSWR）视频可以帮助您可视化阻抗失配与驻波幅度特性之间的关系，下图显示了三种不同反射系数的驻波幅度特性。三种VSWR情况下的波形图:更大的阻抗失配会导致沿驻波的最高振幅位置和最低振幅位置之间的差异更大VSWR通常表示为比率:完美匹配将是1：1,这意味着信号的峰值幅度始终相同（即没有驻波）。2：1的比率表示反射已

18、导致驻波，其最大振幅是其最小振幅的两倍。总结1、标准化阻抗的使用使RF设计更加实用和高效。2、大多数RF系统的阻抗约为50o某些系统使用75o后一个值更适合于高速数字信号。3、阻抗匹配的质量可以通过反射系数（）在数学上表示。完全匹配对应于=0,而完全不连续（其中所有能量都被反射）对应于4、量化阻抗匹配质量的另一种方法是电压驻波比（VSWR）。阻抗匹配的基本原理及设计方法阻抗匹配（Impedancematching）是微波电子学里的一部分，主要用于传输线上，来达至所有高频的微波信号皆能传至负载点的目的，几乎不会有信号反射回来源点，从而提升能源效益。阻抗匹配有两种，一种是透过改变阻抗力（lumpe

19、d-circuitmatching）,另一种则是调整传输线的波长（transmissionlinematching）。要匹配一组线路，首先把负载点的阻抗值，除以传输线的特性阻抗值来归一化，然后把数值划在史密斯图上。PCB上传输线的电子模型示意图改变阻抗力把电容或电感与负载串联起来，即可增加或减少负载的阻抗值，在图表上的点会沿着代表实数电阻的圆圈走动。如果把电容或电感接地，首先图表上的点会以图中心旋转180度，然后才沿电阻圈走动，再沿中心旋转180度。重复以上方法直至电阻值变成1,即可直接把阻抗力变为零完成匹配。阻抗匹配：简单的说就是“特性阻抗”等于“负载阻抗工调整传输线由负载点至来源点加长传输

20、线，在图表上的圆点会沿着图中心以逆时针方向走动，直至走到电阻值为1的圆圈上，即可加电容或电感把阻抗力调整为零，完成匹配。阻抗匹配则传输功率大，对于一个电源来讲，单它的内阻等于负载时，输出功率最大，此时阻抗匹配。最大功率传输定理，如果是高频的话，就是无反射波。对于普通的宽频放大器，输出阻抗50。，功率传输电路中需要考虑阻抗匹配，可是如果信号波长远远大于电缆长度，即缆长可以忽略的话，就无须考虑阻抗匹配了。阻抗匹配是指在能量传输时，要求负载阻抗要和传输线的特征阻抗相等，此时的传输不会产生反射，这表明所有能量都被负载吸收了.反之则在传输中有能量损失。高速PCB布线时，为了防止信号的反射，要求是线路的阻

21、抗为50欧姆。这是个大约的数字，一般规定同轴电缆基带50欧姆，频带75欧姆，对绞线则为100欧姆，只是取个整而已，为了匹配方便。阻抗从字面上看就与电阻不一样，其中只有一个阻字是相同的，而另一个抗字呢？简单地说，阻抗就是电阻加电抗，所以才叫阻抗；周延一点地说，阻抗就是电阻、电容抗及电感抗在向量上的和。在直流电的世界中，物体对电流阻碍的作用叫做电阻，世界上所有的物质都有电阻，只是电阻值的大小差异而已。电阻小的物质称作良导体，电阻很大的物质称作非导体，而最近在高科技领域中称的超导体，则是一种电阻值几近于零的东西。但是在交流电的领域中则除了电阻会阻碍电流以外，电容及电感也会阻碍电流的流动，这种作用就称

22、之为电抗，意即抵抗电流的作用。电容及电感的电抗分别称作电容抗及电感抗，简称容抗及感抗。它们的计量单位与电阻一样是欧姆，而其值的大小则和交流电的频率有关系，频率愈高则容抗愈小感抗愈大，频率愈低则容抗愈大而感抗愈小。此外电容抗和电感抗还有相位角度的问题，具有向量上的关系式，因此才会说：阻抗是电阻与电抗在向量上的和。阻抗匹配是指负载阻抗与激励源内部阻抗互相适配，得到最大功率输出的一种工作状态。对于不同特性的电路，匹配条件是不一样的。在纯电阻电路中，当负载电阻等于激励源内阻时，则输出功率为最大，这种工作状态称为匹配，否则称为失配。当激励源内阻抗和负载阻抗含有电抗成份时，为使负载得到最大功率，负载阻抗与

23、内阻必须满足共扼关系，即电阻成份相等，电抗成份只数值相等而符号相反。这种匹配条件称为共扼匹配。史密斯图(SmithChart)是一款用于电机与电子工程学的图表，主要用于传输线的阻抗匹配上。一条传输线(transmissionline)的阻抗(impedance)会随其物理长度而改变，要设计一套阻抗匹配(ImPedanCematChing)的电路，需要通过不少繁复的计算程序，史密斯图的特点便是省却一些计算程序。该图表是由菲利普史密斯(PhiniPSmith)于1939年发明的，当时他在美国的RCA公司工作。史密斯曾说过，“在我能够使用计算尺的时候，我对以图表方式来表达数学上的关联很有兴趣。”史密

24、斯图的基本在于以下的算式当中的代表其线路的反射系数(reflectioncoefficient),即S-parameter里的Sll,Z1.是归一负载值，即Z1./Z0。当中，Z1.是电路的负载值；Zo是传输线的特性阻抗值，通常会使用50C。图表中的圆形线代表电阻抗力的实数值，即电阻值，中间的横线与向上和向下散出的线则代表电阻抗力的虚数值，即由电容或电感在高频下所产生的阻力，当中向上的是正数，向下的是负数。图表最中间的点(1+jO)代表一个已匹配(matched)的电阻数值(Z1.),同时其反射系数的值会是零。图表的边缘代表其反射系数的长度是1,即100%反射。在图边的数字代表反射系数的角度(

25、0-180度)和波长(由零至半个波长)。有一些图表是以导纳值(admittance)来表示，把上述的阻抗值版本旋转180度即可。自从有了计算机后，此种图表的使用率随之而下，但仍常用来表示特定的资料。对于就读电磁学及微波电子学的学生来说，在解决课本问题仍然很实用，因此史密斯图至今仍是重要的教学用具。在学术论文里，量度仪器的结果也常会以史密斯图来表示。一、阻抗匹配的研究在高速的设计中，阻抗的匹配与否关系到信号的质量优劣。阻抗匹配的技可术以说是丰富多样，但是在具体的系统中怎样才能比较合理的应用，需要衡量多个方面的因素。例如我们在系统中设计中，很多采用的都是源段的串连匹配。对于什么情况下需要匹配，采用

26、什么方式的匹配，为什么采用这种方式。例如：差分的匹配多数采用终端匹配；时钟采用源段匹配；1.1、 串联终端匹配串联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗低于传输线特征阻抗的条件下，在信号的源端和传输线之间串接一个电阻R,使源端的输出阻抗与传输线的特征阻抗相匹配，抑制从负载端反射回来的信号发生再次反射。串联终端匹配后的信号传输具有以下特点：A、由于串联匹配电阻的作用，驱动信号传播时以其幅度的50%向负载端传播；B、信号在负载端的反射系数接近+1,因此反射信号的幅度接近原始信号幅度的50%。C、反射信号与源端传播的信号叠加，使负载端接受到的信号与原始信号的幅度近似相同；D、负载端反射信号向源端传播，

27、到达源端后被匹配电阻吸收；E、反射信号到达源端后，源端驱动电流降为0,直到下一次信号传输。相对并联匹配来说，串联匹配不要求信号驱动器具有很大的电流驱动能力。选择串联终端匹配电阻值的原则很简单，就是要求匹配电阻值与驱动器的输出阻抗之和与传输线的特征阻抗相等。理想的信号驱动器的输出阻抗为零，实际的驱动器总是有比较小的输出阻抗，而且在信号的电平发生变化时，输出阻抗可能不同。比如电源电压为+4.5V的CMOS驱动器，在低电平时典型的输出阻抗为37C,在高电平时典型的输出阻抗为45C4;TT1.驱动器和CMOS驱动一样,其输出阻抗会随信号的电平大小变化而变化。因此，对TT1.或CMoS电路来说,不可能有

28、十分正确的匹配电阻，只能折中考虑。链状拓扑结构的信号网路不适合使用串联终端匹配，所有的负载必须接到传输线的末端。否则，接到传输线中间的负载接受到的波形就会象图325中C点的电压波形一样。可以看出，有一段时间负载端信号幅度为原始信号幅度的一半。显然这时候信号处在不定逻辑状态，信号的噪声容限很低。串联匹配是最常用的终端匹配方法。它的优点是功耗小，不会给驱动器带来额外的直流负载，也不会在信号和地之间引入额外的阻抗；而且只需要一个电阻元件。1.2、 并联终端匹配并联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗很小的情况下，通过增加并联电阻使负载端输入阻抗与传输线的特征阻抗相匹配，达到消除负载端反射的目的。实现

29、形式分为单电阻和双电阻两种形式。并联终端匹配后的信号传输具有以下特点：A、驱动信号近似以满幅度沿传输线传播；B、所有的反射都被匹配电阻吸收；C、负载端接受到的信号幅度与源端发送的信号幅度近似相同。在实际的电路系统中，芯片的输入阻抗很高，因此对单电阻形式来说，负载端的并联电阻值必须与传输线的特征阻抗相近或相等。假定传输线的特征阻抗为50,则R值为50C。如果信号的高电平为5V,则信号的静态电流将达到100mA。由于典型的TT1.或CMOS电路的驱动能力很小，这种单电阻的并联匹配方式很少出现在这些电路中。双电阻形式的并联匹配，也被称作戴维南终端匹配，要求的电流驱动能力比单电阻形式小。这是因为两电阻

30、的并联值与传输线的特征阻抗相匹配，每个电阻都比传输线的特征阻抗大。考虑到芯片的驱动能力，两个电阻值的选择必须遵循三个原则：两电阻的并联值与传输线的特征阻抗相等；与电源连接的电阻值不能太小，以免信号为低电平时驱动电流过大；与地连接的电阻值不能太小，以免信号为高电平时驱动电流过大。并联终端匹配优点是简单易行；显而易见的缺点是会带来直流功耗：单电阻方式的直流功耗与信号的占空比紧密相关；双电阻方式则无论信号是高电平还是低电平都有直流功耗。因而不适用于电池供电系统等对功耗要求高的系统。另外,单电阻方式由于驱动能力问题在一般的TT1.CMOS系统中没有应用，而双电阻方式需要两个元件，这就对PCB的板面积提

31、出了要求，因此不适合用于高密度印刷电路板。当然还有：AC终端匹配；基于二极管的电压钳位等匹配方式。二、将信号的传输看成软管送水浇花2.1、 数位系统之多层板信号线（Signal1.ine）中，当出现方波信号的传输时，可将之假想成为软管（hose）送水浇花。一端于手握处加压使其射出水柱，另一端接在水龙头。当握管处所施压的力道恰好，而让水柱的射程正确洒落在目标区时，则施与受两者皆欢而顺利完成使命，岂非一种得心应手的小小成就？2.2、 然而一旦用力过度水注射程太远，不但腾空越过目标浪费水资源，甚至还可能因强力水压无处宣泄，以致往来源反弹造成软管自龙头上的挣脱!不仅任务失败横生挫折，而且还大捅纸漏满脸

32、豆花呢！2.3、 反之，当握处之挤压不足以致射程太近者，则照样得不到想要的结果。过犹不及皆非所欲，唯有恰到好处才能正中下怀皆大欢喜。2.4、 上述简单的生活细节，正可用以说明方波（SqUareWaVe）信号（Signal）在多层板传输线（TranSmiSSiOn1.ine,系由信号线、介扇层、及接地层三者所共同组成）中所进行的快速传送。此时可将传输线（常见者有同轴电缆CoaXiaICable,与微带线Microstrip1.ine或带线StriP1.ine等）看成软管，而握管处所施加的压力，就好比板面上“接受端”（Receiver）元件所并联到Gnd的电阻器一般，可用以调节其终点的特性阻抗（C

33、haracteristicImpedance）,使匹配接受端元件内部的需求。三、传输线之终端控管技术（TerminatiOn）3.1、 由上可知当“信号”在传输线中飞驰旅行而到达终点，欲进入接受元件（如CPU或Meomery等大小不同的IC）中工作时，则该信号线本身所具备的“特性阻抗”，必须要与终端元件内部的电子阻抗相互匹配才行，如此才不致任务失败白忙一场。用术语说就是正确执行指令，减少噪声干扰，避免错误动作1.一旦彼此未能匹配时，则必将会有少许能量回头朝向“发送端”反弹，进而形成反射噪声（NOiSe）的烦恼。3.2、 当传输线本身的特性阻抗（ZO）被设计者订定为28Ohm时，则终端控管的接地

34、的电阻器（Zt）也必须是28ohm,如此才能协助传输线对ZO的保持，使整体得以稳定在28Ohm的设计数值。也唯有在此种Zo=Zt的匹配情形下，信号的传输才会最具效率，其“信号完整性（SignalIntegrity,为信号品质之专用术语）也才最好。四、特性阻抗（CharaCteriStiClmPedanCe）4.1、 当某信号方波，在传输线组合体的信号线中，以高准位（High1.eVel）的正压信号向前推进时，则距其最近的参考层（如接地层）中，理论上必有被该电场所感应出来的负压信号伴随前行（等于正压信号反向的回归路径ReturnPath）,如此将可完成整体性的回路（1.oop）系统。该“信号”前

35、行中若将其飞行时间暂短加以冻结，即可想象其所遭受到来自信号线、介质层与参考层等所共同呈现的瞬间阻抗值（InstantaniousImpedance）,此即所谓的“特性阻抗是故该“特性阻抗”应与信号线之线宽（w）、线厚（t）、介质厚度（三）与介质常数（Dk）都扯上了关系。4.2、 阻抗匹配不良的后果由于高频信号的“特性阻抗”（ZO）原词甚长，故一般均简称之为“阻抗”。读者千万要小心，此与低频AC交流电（60HZ）其电线（并非传输线）中，所出现的阻抗值（Z）并不完全相同。数位系统当整条传输线的ZO都能管理妥善，而控制在某一范围内（10%或5%）者，此品质良好的传输线，将可使得噪声减少，而误动作也可

36、避免。但当上述微带线中ZO的四种变数（w、t、h、r）有任一项发生异常，例如信号线出现缺口时，将使得原来的ZO突然上升（见上述公式中之ZO与W成反比的事实），而无法继续维持应有的稳定均匀（ContinUoUS）时，则其信号的能量必然会发生部分前进，而部分却反弹反射的缺失。如此将无法避免噪声及误动作了。例如浇花的软管突然被踩住，造成软管两端都出现异常，正好可说明上述特性阻抗匹配不良的问题。4.3、 阻抗匹配不良造成噪声上述部分信号能量的反弹，将造成原来良好品质的方波信号，立即出现异常的变形（即发生高准位向上的OVerSh与低准位向下的UnderShOot,以及二者后续的Ringing）。此等高频

37、噪声严重时还会引发误动作，而且当时脉速度愈快时噪声愈多也愈容易出错。五、长线传输的阻抗匹配设计对于高频信号来说，如果时钟脉冲信号的脉宽足够长，那么出现在该时钟脉冲信号上的反射能量和振铃能量，将由原来的一个变成两个或者更多，因而导致系统的时钟脉冲信号出现异常。此外，反射还会使逻辑器件的噪声容限变差。在该系统设计中，由于雷达输出信号为lk阻抗，因而不利于长线传输，并产生信号反射现象。反射结果对模拟的正弦波信号形成驻波，数字信号则表现为上升沿和下降沿的振铃和过冲。该过冲不仅会形成强烈的电磁干扰，也会损坏用于后级输入电路的保护二极管，甚至失效。图1示出信号过冲波形。一般而言，过冲超过O.7V就应采取相

38、应措施，在图2中，信号源阻抗、负载阻抗是造成信号反射的主要原因。因此要将阻抗变换为50。以利于长线传输。根据史密夫图表可知，电容或电感与负载串联，可增加或减少负载阻抗，且其图表上的点会沿着代表实数电阻的圆圈走动。如果电容或电感接地，则图表上的点会以图中心旋转180。然后才沿电阻圈走动，再沿中心旋转180%重复上述方法直至电阻值变为1,即可直接把阻抗力变为零，这样就完成匹配。图1信号过r形图2依号反射理图5.1、 系统工作原理系统设计中，首先用变压器隔离雷达输出信号，然后通过分压跟随放大，使电容隔离，最后输出6路频率码。图3和图4分别给出系统总体设计框图和具体电路设计。图3阻轨企捶i511i柞图

39、图4阻抗变换电路5.2、 器件选择依据与匹配计算A、变压器的选择隔离变压器选用1：1的变压器。由于次级不与地相连，因此次级上任一根线与地之间都没有电位差。隔离变压器的特点就是初级与次级隔开，使他们之间不产生回路，但1：1的隔离变压器严禁次级接地。其原理如图5所示。U初级侧a次级便S若次级绕组与初级绕组的匝数不同，则感应电势El与E2的大小也不相同。当略去内阻抗压降后，电压UI和U2的大小也不同。当变压器次级空载时，初级仅流过主磁通的电流In,该电流称之为激磁电流。当次级加负载，即流过负载电流12时，铁心中将产生磁通，以力图改变主磁通，但当初级电压不变时，主磁通也不变。此时，初级就要流过两部分电

40、流，一部分为激磁电流10,一部分为平衡电流12,所以这部分电流将随12的变化而变化。电流乘以匝数就是磁势。其平衡作用实质上是磁势平衡作用，变压器就是通过磁势平衡作用实现了初次级的能量传递。由于变压器不消耗功率，且产生的噪声可以忽略不计，所以信号频率很高,而且A/D转换器的输入端不允许有很大的附加噪声。因此,选择T16T型变压器来隔离并驱动后级A/D转换器。B、A/D转换器的选择在选用A/D转换器时，主要考虑其驱动电路性能以及跟随放大功能。为此,根据所需供电电压、带宽速率及电路简化原则，初步选用AD8051型A/D转换器。采用电压反馈电路，要使输出幅值与输入幅值不变，可根据电压负反馈：Auf=U

41、0UI=l+9RFR,因此通过A/D转换器将其放大2倍，但A138051速率较AD818的速率低，波形也有一定的延迟。图6示出采用AD8051器件的输出电压Ul和采用AD818器件的输出电压u2的比较。当频率在高频段不断升高时,特性阻抗会渐近于固定值。根据戴维南终端匹配输入阻抗中两电阻的并联值与传输线特性阻抗相匹配的原则，应在传输线的另一端连接与之匹配的电阻，其阻值为传输线的特性阻抗值。设计中，传输线的阻抗为50Q,这样在传输终端匹配电阻与源端电阻50C匹配后形成分压，最后输出值与原输入相同，但有约20ns的延迟。C、结语研究长线传输阻抗匹配的关键在于建立匹配模型和计算阻抗。由于阻抗的计算误差会大大影响信号的传输，所以在阻抗不匹配的情况下，将导致信号数据误码或重传。经实验验证，即使1%的重传率，也会增大雷达信号脉冲的误差，造成数据不准确。实验验证了所提供的长线传输匹配方法是行之有效的，它对测试系统技术在阻抗匹配中的应用，以及控制和分析特征阻抗具有一定的参考价值。