设计制作并验证0.1Hz10Hz超低频微弱噪音检测放大器.doc

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1、-设计制作并验证0.1Hz10Hz超低频微弱噪音检测放大器STEP BY STEP一直想有个小装置能够测量0.1Hz10Hz的超低频噪声，人越来越懒得动手，前几周才开始慢慢准备断断续续制作测试，今天才鼓起勇气把手头的资料整理起来。超低频噪声的意义什么的就不说了，但凡玩基准高精密测量的人都了解，这里能够写的篇幅实在太大了，就略去各种前戏相关知识了。 因为人懒，所以比较多理论的准备工作，以尽量减少动手拿烙铁的劳累了。好听的说就是强调理论指导实践，事半功倍，嘿嘿。于是有了这篇STEP BY STEP，记录下这段时间试验的过程，本着分享和共同学习进步的网络精神发到网络上，码字很辛苦，大家喜欢的话就点个

2、赞多点鼓励，我也有动力有理由不再懒下去。文章的篇幅会很大，断断续续下来记录下来的笔记内容很多，发到网上尽量缩减了首先笼统地讲放大器包括2个大部分，一个是前级，将微弱信号（通常是uVp-p级别）放大1000或者更高；另一个是0.1Hz10Hz的带通滤波器。 先来带通滤波器部分，这部分直接用的TI官方出的SLAU522文章中的带宽滤波器，作者是Arthur Kay。这部分包括包括一个增益为10的二阶0.1Hz HPF和一个增益为10的10Hz 四阶低通LPF，总的增益是100倍。并且在输出部分加了一个22uF的大薄膜电容通过BNC连接到示波器1M欧输入阻抗，以彻底隔离直流，这样示波器上就可以直接读

3、取峰峰值来了解噪声情况了。由于放大器的噪声主要是由前级来决定，所以这部分可以使用大电阻，运放选择条件也宽松，我用的是手头拆机的OPA2277。电容用的是薄膜电容，电阻值是用手头多个0805串联出来的。下面是这部分电路的实测根据以上测试可见，LPF -3DB点比设计值稍偏低了一点，这主要原因还是电容容量误差，手头没有高精度的零件，也没有可以准确测容量的仪器，只能保证电阻误差不大于1%。带通滤波这部分内容就不多讲了，并不是本篇超低频微弱噪音检测的重点接下来前级放大部分是要考虑比较多的，做了比较多的工作，放大器的噪声水平主要取决于这部分。一、运放的选择： 低噪声的运放有一些可供选择，我选择了一些典型

4、的型号，并截下他们噪声指标以对比根据这些型号DATASHEET给出的噪声指标，进行了挨个大致的计算并粗略地汇总了下。这里主要关注的是0.110Hz频段，因此主要就是1/F闪烁噪声，噪声计算简化后的模型包括1/F的运放输入噪声电压、运放输入噪声电流在信号源内阻上产生的电压、信号源内阻的热噪声，由于反馈电阻用的是51/51K因此这部分就可以忽略了。10HZ总的输出噪声单位uVrms运放型号 RS=0 RS=8K RS=80KAD8676 16.540 136OPA2188 28.3 45.5 116ADA4528 17.4 41.5 168AD8628 75 83 136LT1028 8 274

5、2700OPA140 37 52 120OPA209 15.3 46 272OPA827 42 55 120OPA627 107 113 156由于我们要测量基准的噪声水平需要在输入级加上RC高通，并且RC的频率点要低于0.1Hz，所以这就困难了对于100uF的输入电容，对应的输入电阻要大于16kohm，而这时候电阻的热噪声0.13*(sqrt(16000 ohm)*sqrt(10Hz) = 52nVrms = 343nVp-p，这个热噪声水平都超过一些运放的输入电压噪声水平了，并且不仅如此，还有运放噪声电流流过这个电阻所产生的噪音。因此我们需要将输入电容C尽可能大，而输入电阻尽可能小，不过电

6、容大的不好找体积大，并且漏电也大，会造成第一级放大单元直接饱和，于是这RC又成了一对矛盾。以前玩音响的时候还有点存货，包括22uF和10uF的薄膜电容，这些个性能很好，漏电小于1nA甚至只有几十pA，还有一个你吃糠的MUSE BP无极性电解电容，这个漏电情况也可以凑合。上面这幅是串了100K欧电阻测试22UF MMK薄膜电容的情况，漏电大约是0.26nA，而220uF/50V MUSE BP电解大约是几十个nA水平，并且电解电容加上直流偏置后漏电逐渐降低要测数小时才稳定。 我们知道运放噪声包括输入噪声电压，输入噪声电流，并且这经常是个矛盾，输入噪声电压极低的运放往往输入噪声电流比较大，比方说经

7、典的AD797，噪声电压仅50nVpp，但是噪声电流达到2pA/rtHz，而通常噪声电流小的运放往往噪声电压在200nVpp以上，通常是250nVpp。我选择的输入电阻是8K到16K左右，因此要用作前级放大就选择输入噪声电压尽量小，而噪声电流要小于0.* pA/rtHz级别的，尤其是fA级别的更好，并且输入偏移电压尽量小，输入偏置电流也要小，这样才不至于在放大了1000甚至10000倍后运放饱和。这里不得不提到的是零漂移运放，超低频1/F噪声几乎可以忽略，可以直接按照宽带噪声计算，而且超级精密，输入电流极小，唯一不舒服的就是它们的频谱在KHZ以上级别会有一个较大的斩波开关噪声，不过这个可以通过

8、简单的低通来大大降低，而正好这个放大器是专门10Hz超低频的，所以完全不用考虑斩波开关噪声了。 根据手头的零件有OPA2188和AD8629，显然这地方用OPA2188了。 大致的运放通过简单的估算选择好了，接下来就是进一步针对OPA2188进行分析了。通常前级采用一个运放单元进行放大，增益是1000倍，仿真可以看出在信号源内阻为0的情况下，10Hz带宽下输出噪声水平是31.4uVrms，大约210uVp-p的样子。(OPA2188的SPICE仿真宏模型内容还是比较准确的，根据后面实测，仿真值跟真实测试是非常接近的)这个电路继续进行稳定性分析，增益很高，相位余量超过70度前级稳定性仿真.gif

9、(96.66 KB, 下载次数: 1)下载保存到相册2015-4-25 12:11 上传 稳定，妥妥地没问题。 不过这个还不够好，通常低噪声电流的运放，输入噪声电压都在200nV以上，不过还有个办法可以降低这个输入电压噪音，就是采用运放并联大法，呵呵。理论上输入噪声电压可以降低为运放单元个数的平方根倍，代价是噪声电流也会相应增大，消耗更多的单元和电力。继续进行采用2个运放单元同相放大器并联结构输入级的仿真，电路如下：正好是OPA2188双运放，两个并联起来充分利用，后面采用OPA2277双运放多出来的一个单元接成一个反相放大加法器。这样总体的增益变成了GAIN = 1000 *2 *10 =

10、20,000倍，输出噪声为443uVrms ，折合2.92mVpp再继续推算 等效输入噪声 2920uVpp / 20,000倍 =146nVpp理论上的东西讨论够多了，接下来通过实战来验证上面理论研究的准确性。这里我想对比一下OPA2188零漂移运放和OPA2277经典的低噪声精密运放，所以前级分别用OPA2188和OPA2277替换进行了对比上面的实测截图都是在运放正相输入端直接接地的情况，也就是这里仅考虑放大器等效输入噪声电压的情况，噪声电流完全可以忽略，根据上图可以分析得出：1、独立运放输入噪声电压项目上OPA2277的170nVpp还是要稍稍强于OPA2188的218nVpp。2、采

11、用并联结构后相应的输入噪声电压的确相应的下降了，OPA2188从218降到140nVpp，OPA2277从170nVpp降到128nVpp，下降的倍数是接近0.707的理论倍的，并且OPA2188相应的下降倍数更多一些，这个我估计跟它斩波稳零结构有关，当二个单元是同步斩波开关的时候，通常会有更好的效果。3、对比之前用OPA2188 SPICE宏模型仿真得出的噪声情况，可见仿真数据跟实测是非常接近的。 可见采用双运放单元并联放大结构能够有效的降低放大器的等效输入噪声电压，接下来继续验证存在输入噪声电流及输入电阻的情况我暂时用的输入电阻是15.4K欧，电容采用的是220uF的BP电解，同时我也是为

12、了验证用电解电容的可行性。根据上面的实测图可见，开路情况下测试是失败的，原因就是对于这样微弱信号放大器，15K的输入阻抗，外接干扰影响很大，屏蔽工作一定要做好。 制作的放大器实测是基本符合设计仿真模型的。20150424继续一、将第二级放大器反馈电阻从15K改成了1.5K，第二级增益也从原先20倍下降到2倍，这样总体增益=1000*2*10*10=0.2M倍。另一方面为了对运放进行保护，在输入电阻上并联了2个背靠背的1N4148来钳位，防止运放输入电压太高而损害，因为输入电解电容很大，所以待测装置通电后会造成冲击，容易损坏运放。考虑到这2个1N4148也会有噪声，也许会对增加放大器的噪声水平。

13、二、再实验220uF+15.4k输入回路，测试9V电池，由于电解电容漏电较大，大约是100nA不到，第一级OPA2188的2个输出端直流偏移大约是1V不到，这样经过第二级求和后不到2V，仍旧有足够大的裕量。另外BP电解加电后漏电是逐渐减小直至稳定，这段时间比较长要数分钟以上，因此测试要全部开启后等待10分钟以上再观察测量。三、实测 下面截图是20150424降低放大器增益后放大器自身的实测数据，下面截图是实测TL431A的超低频噪声，测试结果还是靠得住的四、大家喜闻乐见的犯罪现场照片四、作案总结陈词1、在制作前做了大量前期的理论准备以及仿真等，因此实作起来比较顺利，遇到问题很快就能找到原因。别

14、小看洞洞板，洞洞板发挥的空间很大，别看布线又乱又丑，但是在理论的指导下严格一点接地，实际的电气性能很不错，绝对不会比打个双层板差。尤其这种极低频放大器，洞洞板分布电容大的问题无需多虑。2、由于手头元器件及测量条件的局限性，0.1Hz的二阶高通和10Hz的四阶低通滤波器，并不是很准确，尤其是10Hz低通，-3DB点是偏低的，大致是9.4Hz，导致带宽内增益稍有降低，因此实测出来的噪声水平也稍稍偏小的，姑且认为真实值应该是折算后的值再乘以1.1左右吧。3、根据实测情况，制作的放大器本底噪声不超过200nVpp，按照3倍原则有望用来大致评估700nVpp以上的低内阻基准等的输出噪音情况，比如LT66

15、55、LTZ1000等，具体以后再接个LT6655实地测试一下。(因为对于低内阻信号源，放大器本身15K的输入电阻噪音也会被旁路忽略，一般基准内阻都小于100欧，因此可以不用太在意)4、考虑到价格低廉、容易找到、超高精度、低噪声等等综合因素，OPA2188用在第一级并联放大电路上还是非常不错的，首先零漂移运放几乎无1/F噪声问题，其次偏置电流小失调更是极小，输出直流偏移不会导致运放饱和(采用OPA2277算上输入电容漏电这些就饱和了)，并联放大电路取得了理想的效果，当然了手头没有OPA4188，否则还可以试试4个并联。5、别小看月饼盒，弄好了之后屏蔽效果也不错，我只是接了放大器信号输出BNC，

16、由于月饼盒空间够大，因此可以将待测的基准源也放到月饼盒内。当然了月饼盒必须单点可靠接地，由于是连接到BNC的地的，因此跟示波器的地线也就是市电的地线是相通的，这样才能最大程度的降低外界的干扰。6、关于放大器的输入电容，输入电容当然越大越好，这样输入电阻就可以用小阻值的，但是受到漏电等等的局限性影响选择不多，本来我还准备了6颗22uF/63的大体积薄膜电容准备并联的，所幸的是看起来我手头这颗MUSE BP 220uF/50V的无极性电解漏电情况也不错，输入直流2.49V的情况下，经过OPA2188放大1000倍后的直流偏移是0.22V，换算起来漏电应该是10nA左右的，足够可以了。不过用电解电容的话必须要接通放大器和待测源10分钟以上再观察比较好，这样漏电才稳定。这里用OPA2188很关键，换成OPA2277安全饱和了。7、还是输入电容，网上还看到有470uF的无极性电解电容，不知道漏电情况如何，如果跟220uF的情况差不多就爽了，配合4K电阻就可以了，没机会试验了。220uf电解其实配合8K欧的输入电阻就可以了，这样直流偏移还可以更小噪声也更小，以后再换吧。. z.