移动通信第二章.ppt

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1、第2章 调制解调,2.1 概述 2.2 数字频率调制 2.3 数字相位调制 2.4 正交振幅调制(QAM)2.5 扩展频谱调制 2.6 多载波调制,第一，带宽有限 它取决于使用的频率资源和信道的传播特性；,移动通信信道的基本特征,第二，干扰和噪声影响大 这主要是移动通信工作的电磁环境所决定的；,强的抗干扰能力,强的抗衰落能力,第三，存在着多径衰落,2、恒定包络（连续相位）调制技术,1、线性调制技术,“线性”是要求通信设备从频率变换到放大和发射的过程中保持充分的线性。因此，需要采用成本相对较高的线性功率放大器件。,两类主要的数字调制方式,优点：已调信号具有相对窄的功率谱和对放大设备没有线性要求，

2、可采用限幅器、低成本的非线性高效功率放大器件。,缺点：其频谱利用率通常低于线性调制技术。,恒定包络调制技术,MSK GMSK GFSK TFM,优点：1）已调信号具有相对窄的功率谱，极低的旁瓣能量；,缺点：频谱利用率通常低于线性调制技术。,2）功率利用率高：对放大设备没有线性要求，即，可使用高效率的C类高频功率放大器。,线性调制技术,PSK QPSK DQPSK OK-QPSK/4DQPSK 多电平PSK,优点：高的频谱利用率！,缺点：低的功率利用率！,MSK（最小移频键控调制）,MSK是一种特殊形式的 FSK。频差是满足两个频率相互正交(即相关函数等于0)的最小频差，则调制系数 要求相位连续

3、。,MSK调制是一种恒包络调制，这是因为MSK是属于二进制连续相位移频键控的一种特殊的情况，它不存在相位跃变点，因此在限带系统中，能保持恒包络特性。,MSK的相位轨迹,在一个比特区间内，相位线性地增加或减少/2。,MSK信号的功率谱密度,与QPSK相比，MSK具有较宽的主瓣，旁瓣下降速率较快。,GMSK（高斯滤波的最小移频键控调制）,尽管MSK信号已具有较好的频谱和误比特率性能，但仍不能满足功率谱在相邻频道取值(即邻道辐射)低于主瓣峰值60dB以上的要求。,GMSK信号的产生原理框图,GMSK的相位轨迹,GMSK相位路径平滑，它消除了MSK相位路径在码元转换时刻的相位转折点。,GMSK信号的功

4、率谱密度,B：高斯滤波器3dB带宽。,GSM系统中，要求在归一化频差(f-fc)T=1.5时功率谱密度低于60dB，在高斯滤波器的归一化3dB带宽BTb=0.3时GMSK的功率谱即可满足要求。,：比特周期。,1、GMSK信号频谱随着归一化3dB带宽BT b值的减小，所对应的GMSK信号的功率谱愈紧凑，即谱利用率愈好，但码元间干扰造成的性能下降加剧。,2、从谱利用率和误码率双方考虑，BT b值应该折中选择。,GMSK信号的功率谱密度,由图可见：,在GSM系统中归一化3dB带宽BT b=0.3！,QPSK 和 OQPSK,(a)QPSK,(b)OQPSK,1、QPSK和OQPSK的产生原理,2、Q

5、PSK和OQPSK的星座图,(a)QPSK,(b)OQPSK,从相位跳变上可判断，OQPSK信号频谱旁瓣要低于 QPSK 信号的旁瓣。,/4-DQPSK调制,/4-DQPSK是对QPSK信号的特性进行改进的一种调制方式。,改进一：相位跳变的改变。,改进二：解调方式的改变。,美国的IS-136数字蜂窝系统、日本的数字蜂窝系统(PDC)和美国的个人接入通信系统(PACS)。,应用：,/4-DQPSK的最大相位跳变值介于OQPSK和QPSK之间。,/4-DQPSK可采用非相干解调，从而大大简化接收机的结构。,1、/4-DQPSK信号的产生原理框图,相位跳变规则,2、/4-DQPSK相位的星座图,不同

6、调制方式的功率谱密度,由上述功率谱密度图形可见MSK、GMSK的频谱效率介于BPSK与QPSK之间，即比BPSK好，但不如QPSK，因为QPSK第一零点在归一化频率 处，而BPSK的第一零点在 的位置，MSK与GMSK的第一零点在 的位置。,OQPSK,BPSK,GMSK,1）由上述功率谱密度图形可见MSK、GMSK的频谱效率介于BPSK与QPSK之间，即比BPSK好，但不如QPSK。,结论：,2）从抗干扰性即功率效率看，GMSK最好，MSK次之，QPSK与BPSK性能最差。,2.4 正交振幅调制(QAM),QAM 通过相位和振幅的联合控制，可以得到更高频谱效率，从而可在限定的频带内传输更高速

7、率的数据。QAM在中、大容量数字微波通信系统、有线电视网络高速数据传输、卫星通信系统等领域得到了广泛应用。,正交振幅调制的一般表达式:,振幅Am和Bm可以表示成：,式中，A是固定的振幅，(dm,em)由输入数据确定。(dm,em)决定了已调QAM信号在信号空间中的坐标点。,(a)QAM调制框图,(b)QAM解调框图,QAM信号的结构设计准则,QAM信号的结构不仅影响到已调信号的功率谱特性，而且影响已调信号的解调及其性能。,在信号功率相同的条件下，选择信号空间中信号点之间距离最大的信号结构，同时还要考虑解调的复杂性。,设计准则：,M进制方型QAM星座图,(b)16QAM,(a)4QAM,(c)6

8、4QAM,M进制星型QAM星座图,(b)16QAM,(a)4QAM,(c)64QAM,例：下图是在限定信号点数目M=8,要求这些信号点仅取两种振幅值，且信号点之间的最小距离为2A的条件下，得到的几种信号空间结构。,（1）星型QAM的振幅环由方型的3个减少为2个。,星型QAM有利于接收端的自动增益控制和载波相位跟踪。,（2）星型QAM的相位由方型的12种减少为8种。,结论：,方型16QAM与星型16QAM星座比较,2.5 扩展频谱调制,1.扩展频谱通信的基本概念,扩频通信技术是一种信息传输方式；在发端采用扩频码调制，使信号所占的频带宽度远大于所传信息必需的带宽；在收端采用相同的扩频码进行相关解扩

9、以恢复所传信息数据。,1）信号的频谱被展宽了；,2）采用扩频码序列调制的方式来展宽信号频谱；,3）在接收端用相关解扩来解调。,解释：,在给定的传输速率C不变的条件下，频带宽度W和信噪比SN是可以互换的。即可通过增加频带宽度的方法，在较低的信噪比SN情况下，传输可靠的信息。,C：信道容量(用传输速率度量)；W：信号频带宽度；S/N：信道输出信噪比（即接收机输入信噪比）。,扩频通信的理论依据,仙农(Shannon)公式：,扩展频谱换取对信噪比要求的降低，正是扩频通信的重要特点，为扩频通信的应用奠定了基础。,理论分析表明，各种扩频系统的抗干扰能力大体上都与扩频信号带宽B与信息带宽Bm之比成正比。,扩

10、频通信的主要性能指标,：表示了扩频系统信噪比改善的程度。,1、扩频增益,2、抗干扰容限,定义：指在保证系统正常工作的条件下，接收机能够承受的干扰信号比有用信号高出的分贝数。,可见，抗干扰容限M j与扩频处理增益G P成正比，G P提高后，M j大大提高，甚至信号在一定的噪声湮没下也能正常通信。,体现了扩频通信系统能在多大干扰环境下正常工作的能力！,例：一个扩频系统的处理增益为35dB，要求误码率小于 10-5 信息数据解调的最小的输出信噪比(S/N)0 10 dB，系统损耗Ls=3dB，则抗干扰容限？,这说明系统能在干扰输入功率电平比扩频信号功率电平高 22dB 的范围内正常工作，也就是说该系

11、统能够在接收输入信噪比大于或等于-22dB 的环境下正常工作。,则，Mj=35(10+3)=22 dB,1)直接序列(DS)扩频,扩频：在发端直接用具有高码率的扩频码序列去扩展信号的频谱。,解扩：在收端，用相同的扩频码序列去进行解扩，把展宽的扩频信号还原成原始的信息。,直接序列扩展频谱示意图,载波,窄脉冲序列,直扩原理波形图,扩频通信中，频谱宽度与功率谱密度示意,直扩通信系统原理框图,各点波形：,直扩通信系统原理波形图,OC 4,OC 3,OC 2,OC 1,RF调制,RF解调,OC 3,数据信道1,数据信道 2,数据信道 3,数据信道 4,接收机,本例中接收机采用正交码 3与复合信号进行相关

12、操作；结果是可以完全无干扰地重建信道 3的数据；为了实现这个完全的正交性，各个正交码必须具有严格地时间同步。,线性相加,发射机,正交码多址技术,2)跳频(FH),用伪随机码控制发射机的载频，使载波频率随伪随机码的变化而跳变，从而扩展发射信号的频率变化范围，即扩展传输带宽。,频率跳变图案,跳频原理框图,发端信息码序列与扩频码序列组合后按照不同的码字去控制频率合成器。,在收端，为了解调跳频信号，需要用与发端完全相同的本地扩频码发生器去控制本地频率合成器。,地址码的功能,1）扩展频谱2）区分不同用户3）抗多径干扰、抗多径衰落4）信息数据的隐蔽和保密5）捕获和同步,理想地址/扩频码的特性,1）尖锐的自

13、相关特性2）处处为零的互相关特性3）足够多的地址码码组4）不同码元数平衡相等5）尽可能长的复杂度（使敌方不易破坏，对信息的保密有用）6）具有近似噪声的频谱，即近似连续谱且均匀分布,1、相关性的概念,2.5.3 伪随机(PN)序列,1）自相关函数的定义,表示信号与其自身时延以后的信号之间的相似性的。,(a)任一随机噪声波形的时间波形,(b)是(a)图的自相关函数,互相关函数表示为：,2）互相关函数的定义,互相关性的概念在码分多址通信中尤为重要。在码分多址系统中，不同的用户应选用互相关性小的信号作为地址码。,两个不同信号的相似性则需用互相关函数来表征。,如果上式为0，两波形是正交的！否则是非正交的

14、。,2、码序列的相关性,1）码序列的自相关函数,xi：周期长度为P的某一码序列；xi+：xi移位后的码序列。,自相关系数：,自相关系数值最大不超过 1。,2）分析 m 序列的自相关特性:,例：n=4 码序列产生器电路。,1 1 1 1 0 0 0 1 0 0 1 1 0 1 0,其周期为 P=24-1=15。,表 2-3 n=4码序列产生过程,设为A序列,A序列位移 4 比特(即=4Tc)的码序列为B：,可求得自相关系数：,1 1 1 1 0 0 0 1 0 0 1 1 0 1 0,AB,A序列,B序列,A序列位移 4 比特后自相关系数,码元宽度为Tc的A序列波形：,可求得自相关系数：,A序列

15、位移 1 比特后自相关系数,1 1 1 1 0 0 0 1 0 0 1 1 0 1 0,A序列,A序列位移 1 比特(即=Tc)的码序列为B：,AB,B序列,A序列与其自身的自相关系数,此时自相关系数达最大:,A序列,AA,A序列,其它的位移值时，A序列的自相关系数,当位移值为,时，自相关系数均为：,时自相关系数达最大:,只有,例：15 位码序列的自相关系数曲线,15 位码序列的自相关系数曲线,两者比较接近，尤其当码序列周期 P 越大，则 1/P 越小，两者接近程度也越好！,随机噪声的自相关函数,具有二值的尖锐特性,m序列与随机噪声 自相关系数曲线比较：,对于二进制序列，其自相关系数也可由下式

16、求得：,A：相对应码元相同的数目；D：相对应码元不同的数目；P：码序列周期长度。,二进制序列自相关系数表达式,2)码序列的互相关,对于二进制码序列，周期均为P 的两个码序列 x 和 y，其相关函数称为互相关函数，记作 R(x,y)，即,其互相关系数为:,在码分多址中，希望采用互相关小的码序列，理想情况是希望x,y()=0，即两个码序列完全正交。,码长为 4 的 4 组正交码的波形,2、m 序列的产生,m 序列是最长线性移位寄存器序列的简称。,n 级移位寄存器能产生的最大长度的码序列为 2n-1 位。,）n=42 的长码 m 序列。,(1)m 序列的含义,应用：在 CDMA 蜂窝系统中，使用了两

17、种 m 序列：,）n=15 的短码 m 序列；,(2)m 序列产生原理图,n 级循环序列发生器的模型,图中 C0，C1，Cn均为反馈线，其中 C0=Cn=1，表示反馈连接。因为 m 序列是由循环序列发生器产生的，因此 C0 和 Cn 肯定为 1。,m 序列的最大长度取决于移位寄存器的级数，而码的结构取决于反馈抽头的位置和数量。,部分 m 序列反馈系数表,初始状态不同，输出序列有何变化？,上面假设一种初始状态，如果反馈逻辑关系不变，换另一种初始状态，则产生的序列仍为 m 序列，只是起始位置不同而已。,表26 Ci=45不同初始状态下的输出序列,初始状态能为全 0 吗？,表 2-7 5 级移位寄存

18、器的不同反馈系数的 m 序列,移位寄存器级数(n)相同，但反馈逻辑不同，则产生的 m 序列就不同。,m 序列是一种随机序列，具有随机性,其自相关函数具有二值的尖锐特性，但互相关函数是多值的。,(3)m序列的特性,m 序列的自相关函数,式中，A为对应位码元相同的数目；D为对应位码元不同的数目。,自相关系数为:,(=0),(0,=1,2,P-1),m序列的自相关系数曲线,由图可知，m 序列的自相关系数在=0 处出现尖峰，并以 PTc时间为周期重复出现。尖峰底宽 2Tc。Tc 越小，相关峰越尖锐。,周期 P 越大，|-1/P|就越小。在这种情况下，m 序列的自相关特性就越好。,m 序列的互相关函数,

19、两个码序列的互相关函数是两个不同码序列一致程度(相似性)的度量。当使用码序列来区分地址时，必须选择码序列互相关函数值很小的码，以避免用户之间互相干扰。,研究表明，两个长度周期相同，由不同反馈系数产生的 m 序列，其互相关函数(或互相关系数)与自相关函数相比，没有尖锐的二值特性，是多值的。,例：两个 m 序列(P=31)互相关函数曲线,两个 m 序列(P=31)互相关函数曲线,自相关函数曲线,互相关函数曲线,3、m 序列的优选对与Gold序列,如果两个 m 序列，它们的互相关函数满足下式条件：,n为奇数；,n为偶数(但不是4的倍数)。,则这两个m序列可构成优选对。,构成优选对的 m 序列的互相关

20、特性较好！可作为地址码。,见书P72-73,(1)m 序列优选对,Gold码是m序列的复合码，它是由两个码长相等、码时钟速率相同的m序列优选对模 2 加组成的。,(2)Gold序列,图 2 64 Gold序列构成示意图,Gold序列数比m序列数多得多，并且均为优选对，都可作为地址码使用。,因此，Gold序列在多址技术中，得到了广泛的应用。,4、Walsh 函数,Walsh 函数是一种非正弦的完备正交函数系。,Walsh函数可用哈达玛(Hadamard)矩阵 H 表示。,正交方阵是指它的任意两行(或两列)都是互相正交的。,Hadamard矩阵H是由+1 和-1 元素构成的正交方阵。,或,例如，2

21、 阶Hadamard矩阵H2 为,它仅有可能的取值：+1 和-1(或 0 和 1)。,或,4 阶Hadamard矩阵为:,或,例如，2 阶Hadamard矩阵 H2 为:,Hadamard矩阵一般关系式为：,8 阶Walsh函数的波形,从图发现Walsh函数在（0,1)区间内，除Wal(0,t)外，其余Walsh函数取+1和取-1时间是相等的，因此互相关系数为零。,2.6 多载波调制,2.6.1多载波传输系统,基本思想：,多载波传输首先把一个高速的数据流分解为若干个低速的子数据流，然后，每个子数据流经过调制和滤波，去调制相应的子载波，从而构成多个并行的已调信号，经过合成后进行传输。,基本结构：

22、,串行和并行的概念,OFDM系统中，利用串并转换实现并行数据传输.,串行传输：传统串行通信系统中，符号连续串行传输每个数据符号占用所有可用频带;数据速率很高时，在频率选择性衰落信道和多径时延扩展信道中会产生严重的符号间干扰.,串行和并行的概念,并行传输：单个数据只占用整个频带的一部分;由于整个信道带宽被分割成多个窄带子频带，单个信道的频率响应相对较为平坦;并行传输体制提供了对抗串行传输体制频率选择性衰落的可能性.,单载波和多载波传输,在单载波系统中，一次衰落或者干扰就可以导致整个传输链路失效，但是在多载波系统中，某一时刻只会有少部分的子信道会受到深衰落或干扰的影响，因此多载波系统具有较高的传输

23、能力以及抗衰落和干扰能力。,子载波频率设置,(a)传统的频分复用；(b)3 dB频分复用；(c)OFDM,在多载波传输技术中，对每一路载波频率（子载波）的选取可以有多种方法，它们的不同选取将决定最终已调信号的频谱宽度和形状。,子载波频率设置 传统的频分复用FDM,方法：各子载波间的间隔足够大，从而使各路子载波上的已调信号的频谱不相重叠，即FDM。,缺点：频谱的利用率低，子信道之间要留有保护频带，而且多个滤波器的实现也有不少困难。,优点：实现简单、直接。,子载波频率设置 3dB频分复用,各子载波间的间隔选取使得已调信号的频谱部分重叠，使复合谱是平坦的。重叠的谱的交点在信号功率比峰值功率低3dB处

24、。,子载波频率设置 OFDM,各子载波是互相正交的，且各子载波的频谱有1/2的重叠。该调制方式被称为正交频分复用。,（Orthogonal frequency division multiplexing）,OFDM系统节省带宽,OFDM系统带宽比FDMA系统的带宽可以节省一半。,OFDM系统既可维持发送符号周期远远大于多径时延，又能支持高速的数据业务，且不需要复杂的信道均衡。,信道均衡是经典的抗码间干扰技术，在许多移动通信系统中都采用了均衡技术消除码间干扰。但如果数据速率非常高，采用单载波传输，往往要设计几十甚至上百个抽头的均衡器，给硬件设计带来困难。,系统的通信能力实际上受制于信道的传播特性

25、。对于高速数据业务，发送符号的周期可以与时延扩展相比拟，甚至小于时延扩展，此时将引入严重的码间干扰，导致系统性能的急剧下降。,为什么引入OFDM技术？,OFDM发展历史,最初的思想于1960年代中期提出，采用并行数据传输和频分复用（FDM）；1960年代，OFDM在一些高频军事通信系统中得到应用；1971年，Weinstein 和 Ebert 提出利用DFT变换来实现OFDM的调制解调.80年代，研究在数字移动通信的高速调制解调和高密度存储中应用OFDM技术。1980年，Hirosaki提出采用均衡算法克服由于信道冲激响应不理想以及定时和频率偏差造成的符号间干扰ISI和载波间干扰ICI；198

26、0年，Hirosaki还提出基于DFT实现的OFDM系统。,1990年代，OFDM技术在宽带数据通信中得到应用 基于FM信道的移动广播系统 有线传输HDSLADSLVDSL DABDVB HDTV三个标准：欧洲 COFDM、北美8-VSB、日本 BST-OFDM 无线局域网HIPERLAN2(欧洲)IEEE 802.11a(美国)IEEE 802.11g(美国),现在，OFDM已成为欧洲的DAB和HDTV标准；4G的首选方案！,OFDM技术发展前景,OFDM是一种特殊的多载波传输方案，它既可以被看作一种调制技术，也可以被看作一种复用技术。,OFDM抗频率选择性衰落能力强、频谱利用率高、便于与其

27、他接入方式结合使用、可以使用高效的IFFT/FFT来实现等优点，使它成为最有发展前途的多载波调制技术，已成为4G移动通信的核心技术。,OFDM技术的基本原理,OFDM信号由 N 个子载波组成，子载波的间隔为f（f=1/Ts），所有的子载波在符号周期Ts内是相互正交的。,OFDM的基本原理：将高速的数据流分解为多路并行的低速数据流，在多个载波上同时进行传输。,对于低速并行的子载波而言，由于符号周期展宽，多径效应造成的时延扩展相对变小。,当每个OFDM符号中插入一定的保护时间后，码间干扰几乎就可以忽略。,OFDM符号内包含三个子载波的情况,在一个OFDM符号周期内每个子载波都包含整数倍个，而且各个

28、相邻的子载波之间相差1个周期。,各子载波如何实现正交性？,Time domain,Frequency domain,正交性,Time domain Frequency domain,Example of four subcarriers within one OFDM symbol,Spectra of individual subcarriers,保护间隔和循环前缀,OFDM系统中，需考虑两种类型干扰:符号间干扰(ISI)：同一子信道在连续的时间间隔为T的FFT帧之间的串扰;载波间干扰(ICI)：同一FFT帧内相邻子信道或频带间的串扰.,保护间隔和循环前缀,为抑制ISI的影响，通常要引入保护

29、间隔Tg，在Tg内不传输数据.保护间隔（或循环前缀）在OFDM系统用来对抗多径衰落.:保护间隔:多径时延扩展,情况下，虽然ISI得到很好抑制，但随之出现了ICI问题.,产生ICI的原因是：FFT间隔内，子信道的周期数不再保持为整数.,产生ICI的原因：在FFT积分时间内两个子载波的周期不再是整倍数，从而不能保证正交性。,子载波1,延迟的子载波2,产生载波间干扰（ICI）的解释,在Tg内不传输任何信息。,时ISI得到很好抑制，但随之出现了ICI问题！,为了减小ICI，OFDM符号可以在保护时间内发送循环扩展信号，称为循环前缀(CP)。,因此只要多径延时小于保护时间，就不会造成载波间干扰。,OFD

30、M符号的循环前缀结构,循环前缀是将OFDM符号尾部的信号搬移到头部构成的。这样可以保证有时延的OFDM信号在FFT积分周期内总是具有整倍数周期。,子载波1,子载波2,子载波3,时间连续的OFDM信号的表达式,假定各子载波上的调制符号可以用Sn,k来表示，n表示OFDM符号区间的编号，k表示第k个子载波，则第n个OFDM符号区间内的信号表示为：,总的时间连续的OFDM信号表示为：,基于 IFFT/FFT实现的 OFDM,OFDM信号的带宽为B=Nf，信号必须以t=1/B=1/(Nf)的时间间隔进行采样。采样后的信号用 sn,i表示，i=0,1,N-1，则有,从该式可以看出，它是一个严格的离散反傅

31、立叶变换（IDFT）的表达式。IDFT可以采用快速反傅立叶变换(IFFT)来实现。,图1：时域上的OFDM系统原理图,图2：利用IFFT/FFT实现的OFDM系统原理图,OFDM系统的实现框图,OFDM收发信机的结构,OFDM技术优缺点,优点：能有效对抗时延扩展符号周期 信道冲激响应时延扩展 保护间隔 能对抗频率选择性衰落 每个子信道均可看成是平坦衰落均衡简单 每个子信道均平坦衰落，用很简单的均衡结构即可克服信道影响.频带利用率高子信道相互交叠且正交,同步问题符号同步频率同步发射机、接收机需要FFT处理 复杂度较高,OFDM技术优缺点,缺点：,对载波频率偏差敏感 峰均比PAPR高,OFDM系统

32、具有高峰均比的现象,虽然四个子载波的幅度范围恒为，但叠加之后的OFDM符号的幅度范围却变化很大，这也就是OFDM系统具有高峰均比的现象。,OFDM系统的关键技术,1.时域和频域同步,2.信道估计,3.信道编码和交织,4.降低峰值平均功率比,5.均衡,1、子载波的数目 2、保护时间 3、符号周期 4、载波间隔 5、载波的调制方式 6、前向纠错编码的选择,OFDM系统设计关键参数,这些参数的选择要依据系统的应用与传播环境要求，如有效系统带宽、所支持的业务速率、能够容忍的多径时延及多普勒频移等。,OFDM基本参数的选择及设计步骤,带宽、比特率及保护间隔。,OFDM的基本参数有：,（1）保护间隔的时间长度应该为应用移动环境信道的时延扩展均方根值的24倍。,（2）符号周期长度是保护间隔长度的5倍。,（3）子载波的数量可以直接利用3dB带宽除以子载波间隔(即去掉保护间隔之后的符号周期的倒数)得到。,1)保护间隔：200ns的时延扩展就意味着保护间隔的有效取值应该为800ns。2)符号周期：选择OFDM符号周期长度为保护间隔的6倍，即6800ns=4.8s。3)子载波间隔：取4.8-0.8=4s的倒数，即250kHz。,4)子载波数目：最多为18MHz/250kHz=72，实际选取64个。,例：要求设计系统满足如下条件：比特率 25 Mbs 可容忍的时延扩展 200 ns 带宽 18 MHz,